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としなりそや
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1 注意 : この日本語版文書は参考資料としてご利用ください最新情報は必ずオリジナルの英語版をご参照願います高速フーリエ変換 (FFT) の活用法 Author: はじめに Bonnie C. Baker Microchip Technology Inc. シグナルインテグリティ問題を解決するには複数のツールを使ってシステムの挙動を解析するのが最善の方法です信号経路にアナログ / デジタル (A/D) コンバータが存在する場合基本的な 3 つの方法で回路の性能を評価できますこれら 3 つの方法により ADC の変換プロセスと ADC と回路の他の部分の間の相互作用を評価します本書では MXDEV ハードウェアおよび MXLAB ソフトウェア開発ツールを使って全てのデータを収集しますこれら 3 つの方法は周波数解析 (FFT) 時間解析 DC 解析テクニックを使います DC または静的解析によりシステムの精度を評価しますオフセット誤差とゲイン誤差を評価する事により信号クリッピングと絶対計測誤差の原因に関する情報が得られますまたシステムの微分直線性と積分直線性を調べる事により信号のフルスケールレンジに対する信号歪みのレベルに関する情報が得られますその他の情報は時間解析と周波数解析の組み合わせにより得られます時間領域データによりシステムの問題 ( 信号変調または時間に対するドリフト等 ) を素早く調べる事ができます時間領域データでは問題を特定できなくても周波数領域での評価によって重大な問題を見つけ出せる場合があります周波数領域の評価によりノイズ源またはライン周波数の影響あるいは信号経路内のアナログおよびデジタル回路の問題を素早く見つけ出せます高速フーリエ変換 (FFT) ツールはこの種の離散化システムの AC 性能を周波数領域で解析するために使いますフーリエ級数の理論は複雑ですが応用は簡単ですフーリエ変換は全ての信号 ( 波形 ) は 1 つまたは複数の正弦波をそれぞれ適切な振幅周波数位相で合成する事により再構成できるという前提に基づきます例えば矩形波は以下のフーリエ級数から再構成できます sin(x) + 1/3 sin(3x) + 1/5 sin(5x) + 1/7 sin(7x)... 図 1 に示す通りこの級数の各項を順番に加算する事で基本周波数の正弦波 (sin(x)) は矩形波に近付きますフーリエ変換の結果は X 軸を周波数 (Hz) とし Y 軸を正弦波の振幅 (db) とするグラフで示されます FFT は離散フーリエ変換 (DFT) を使って高速に計算できます DFT はそれぞれの信号の総和を活用した信号の離散数式です高調波間の関係を取り除く事でフーリエ級数の項の加算はより一般化されますこの方法により全ての信号を評価できます a square wave can be made by adding... the fundamental plus 1/3 of the third harmonic plus 1/5 of the fifth harmonic plus 1/7 of the seventh harmonic 図 1: 矩形波は基本周波数の正弦波に奇数次の高調波を加算する事により再構成できます 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 1

2 Amplitude (db) B A D F Frequency (Hz) V DD = V REF = 5V F SAMPLE = 100ksps F INPUT = 9.985kHz 4096 points A: Fundamental Input Signal Magnitude B: Headroom = -0.5 db C: Signal-to-Noise Ratio = 72 db G C D: Spurious Free Dynamic Range = 78.5 db E: Average Noise Floor = -107 db E F: First Harmonic Magnitude = -79 db G: Second Harmonic Magnitude = -89 db 図 2: FFT プロットの基本要素 : 入力信号の基本周波数成分 (A) 信号ヘッドルーム (B) 信号 / ノイズ比 (C) スプリアスフリーダイナミックレンジ (D) 平均ノイズフロア (E) FFT プロットの読み方 FFT プロットは A/D の出力から周期的に多数のデジタルサンプルを収集する事により生成します一般的に A/D コンバータのデータシートに記載されている代表性能曲線はコンバータの入力でシングルトーン / フルスケールのアナログ信号を使って計測されますこれらの条件の下でコンバータのフルダイナミックレンジが評価されますこのデータは図 2 と同様のプロットに変換されますこのプロットの周波数スケールは必ず線形でありレンジは 0 ~ 1/2 サンプリング周波数です A/D コンバータへの入力信号の時間領域プロットを図 3 に示します振幅軸 (Y 軸 ) のスケールは 0 を最大値としますスケールの最小値 ( 負の値 ) はコンバータのビット数とFFT 計算に含まれるサンプルの数によって決まります A/D コンバータがアナログ入力信号からフルスケール出力を生成した場合 FFT プロット上の振幅は 0 db ですフルスケールより小さな振幅は以下の式によりデジタルコードに変換できます MAGNITUDE 20 D OUT = 2 n 1 10 V OUT RTI = D OUT FSR 2 n 入力信号の基本周波数成分図 2 の FFT プロットは MCP3201 (12 ビット A/D コンバータ ) を使って生成しました MCP3201 のサンプリング周波数は 75 khz ( クロックレートは 1.2 MHz) ですアナログ入力信号の基本周波数は 36 khz です ( 図 2 の A) このプロットは MCP3201 から取得した 4096 個の 12 ビットワードから生成しました入力信号のヘッドルーム図 2 では MCP3201 に入力した信号の基本周波数に最も高いピーク (A) が現れていますこの入力信号がコンバータでデジタルコードに変換されますこの試験ではコンバータの入力レンジを可能な限り有効に使って入力信号を変換しています図 2 では基本周波数の振幅 (A) はフルスケールに対して -0.5 db ( フルスケールの 94.4%) でありコンバータ出力にはヘッドルーム (B) が残されていますこのためコンバータのオーバードライブ ( 信号クリッピング ) は発生しません信号クリッピングが発生すると FFT プロットに基本周波数以外のスプリアスが現れ信号が歪んだ事が分かります D OUT : デジタル出力コードの 10 進表現 D OUT は最も近い整数に丸められます MAGNITUDE : FFT プロットから読み取った振幅 (db) V OUT (RTI) : D OUT をアナログ入力電圧と同じ単位に変換した値この値は RTI ( 入力換算 ) でありアナログ入力電圧 V IN の近似値です n : A/D コンバータのビット数 FSR はアナログフルスケール入力レンジ ( 単位は V) です図 2 には FFT プロットから読み取れる 5 つの重要指標を示していますこれらの指標からシステム性能に関する洞察が得られます DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

図 3: この時間領域信号を MCP3201 に入力して得られた 4096 個のデジタル出力から図 2 の FFT プロットを生成しました信号 / ノイズ比信号 / ノイズ比 (C) により A/D コンバータにおけるノイズを評価できます信号 / ノイズ比 (SNR) は計算値ですこの値はノイズ電力に対する信号電力の比を表します SNR の理論的限界は 6.02n + 1.

3 図 3: この時間領域信号を MCP3201 に入力して得られた 4096 個のデジタル出力から図 2 の FFT プロットを生成しました信号 / ノイズ比信号 / ノイズ比 (C) により A/D コンバータにおけるノイズを評価できます信号 / ノイズ比 (SNR) は計算値ですこの値はノイズ電力に対する信号電力の比を表します SNR の理論的限界は 6.02n db です (n はコンバータのビット数 ) 理想的な 12 ビット A/D コンバータの SNR は 74 db です FFT による SNR の計算には全てのピークとノイズフロアが含まれます SNR = rms signal rms noise = LSB2 n 1 2 LSB 12 = 6.02n dB LSB は 1 LSB あたりの電圧です FFT の SNR の計算には各種ノイズ源からのノイズが含まれますノイズ源には A/D コンバータの量子化誤差 A/D コンバータの内部ノイズ参照電圧からのノイズ A/D コンバータの微分非直線性誤差駆動用アンプからのノイズが含まれますスプリアスフリーダイナミックレンジスプリアスフリーダイナミックレンジ (D) はシステム内の歪みの大きさを示す指標ですスプリアスフリーダイナミックレンジ (SFDR) は入力信号の基本周波数ピークと最も高い高調波ピークの差 ( 単位は db) として定義されます A/D コンバータの非直線性によって生じるピークは入力信号の基本周波数 (A) の整数倍の周波数 (B E F G) で生じてしまいます ( それらがエイリアシングによって生じたピークでなければ Asin(bx)) エイリアシングによるピークは以下の周波数で発生します f INTERFERENCE = Kf SAMPLE f ALIASED f INTERFERENCE は高周波干渉の推定される周波数です K は正の整数です f SAMPLE は A/D コンバータのサンプリング周波数です f ALIASED は FFT グラフに現れる折り返し信号の周波数です一般的に基本周波数の整数倍の周波数に現れるピークは A/D コンバータ内の誤差によって生じますそれ以外のピークは他のデバイスまたは外部のノイズ源によって発生します A/D コンバータによって基本周波数以外のピークが発生する場合コンバータがある程度の積分非直線性を有している可能性がありますこれらのピークは信号源またはコンバータを駆動するアンプによっても生じますその場合これらのピークの周波数は基本周波数とは無関係です駆動用のアンプが原因である場合クロスオーバー歪みが生じているか A/D コンバータを適切に駆動できないか帯域幅が不足している可能性があります回路の他の部分 ( デジタルクロック源 AC 電源等 ) から注入されたノイズも FFT プロットにピークとして現れます 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 3

4 平均ノイズフロア図 2 の平均ノイズフロア (E) はビット数と FFT に使ったサンプル数によって決まりますこれは A/D コンバータの性能とは無関係です A/D コンバータのビット数に関係なく評価する必要のあるピークよりもノイズフロアが低くなるようにサンプル数を選択する必要があります AverageFFTNoiseFloor(dB) = 6.02n dB +10log 3 M ENBW M : FFT で解析するデータサンプルの数 ENBW : ウィンドウ関数の等価ノイズ帯域幅 n : A/D コンバータのビット数 12 ビットコンバータの場合 FFT のための適切なサンプル数は 4096 です FFT 計算からはもう 2 つの興味深い仕様値 ( 全高調波歪み (THD) と SINAD 値 ) が得られます THD は入力信号の電力に対する高調波成分 ( ピーク ) の電力の RMS 和の比です式 1 を参照してください A/D コンバータの積分非直線性誤差の影響は通常 THD 値に顕著に表れます Microchip 社は THD の計算に 5 次までの高調波成分を含めています SINADは SNRとTHDのから下式により求まります SNR 10 SINAD THD 10 = log + 2ndHAR 20 20log rdHAR thHAR THD = RMS input signal power 式 1: 全高調波歪み (THD) の計算式 Instrumentation Amplifier R 1 R 2 R G 2nd Order Butterworth Low Pass Filter V DD R 1 R 4 V DD = 5V R 1 R 2 SCX 015 R 2 R 1-1/2 MCP602 A1 R 1 = 30 k R 2 = 10 k R G = 1.15 k R 3 = 95.7 k R 4 = 172 k R 5 = 304 k C 1 = 0.22 µf C 2 = 0.22 µf A1 = A2 = A3 = Single Supply, CMOS op amp A4 = 12-bit, A/D SAR Converter A5 = 10 k Digital Potentiometer + R 2-1/2 MCP602 + SCK SI CS A2 MCP41010 R 3 R 5 C k 10 k A k Level Shift Voltage and Offset Adjust C 1 - MCP606 + A3 MCP3201 SCLK DOUT CS A4 A4 and A6 can be replaced with a PICmicro that has an on-chip A/D converter PIC16C6xx A6 図 4: SCX015 圧力センサの出力電圧を計装用アンプ (A1 と A2) で増幅した後 2 次ローパスフィルタ (A3) と A5 でフィルタ処理 / 増幅 / レベルシフトし 12 ビット A/D コンバータ (A4) でデジタル値に変換します DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

FFT を使った問題の解決法図 4 に 12 ビット A/D コンバータ MCP3201 を使った代表的な圧力検出用アナログ信号経路を示しますこの例では抵抗ブリッジを構成する圧力センサ (SCX015) に電源電圧 V DD が供給されますこれによりセンサの出力端子間に微弱な差動電圧が生じますこの差動電圧は圧力に対して 6.

5 FFT を使った問題の解決法図 4 に 12 ビット A/D コンバータ MCP3201 を使った代表的な圧力検出用アナログ信号経路を示しますこの例では抵抗ブリッジを構成する圧力センサ (SCX015) に電源電圧 V DD が供給されますこれによりセンサの出力端子間に微弱な差動電圧が生じますこの差動電圧は圧力に対して 6.0 mv/psi ( 公称値 ) の感度で変化しますセンサ出力の差動電圧は計装用アンプ (A1 と A2 で構成 ) によって増幅されてから 2 次ローパスフィルタ (A3) に入力されますフィルタを通過した信号は 12 ビット A/D コンバータ (A4) でデジタル信号に変換された後にマイクロコントローラ (A6) で処理されます電源ノイズ多くの場合電源はアプリケーション回路のノイズ源となります通常電源ノイズは能動デバイスの電源ピンから注入されます図 4 の回路の出力から生成した FFT プロットの例を図 5 に示しますこの例の場合計装用アンプ参照電圧 A/D コンバータにバイパスコンデンサを実装していませんまた A1 と A2 の非反転入力はどちらも低ノイズのDC 電圧源 (2.5V) とします結果として FFT プロットに基本入力周波数のピークは現れませんしかし高調波成分を含む他の信号成分がプロットに現れています回路を詳しく調べると FFT プロット上のノイズの原因はスイッチング電源である事が分かりましたこのためチョークコイルとバイパスコンデンサを回路に追加しました 1 個の 10 μf コンデンサを電源に追加し 3 個の 0.1 μf コンデンサを能動素子の電源ピンのできるだけ近くに追加しましたその結果を図 7 のヒストグラムに示します回路を変更した事でノイズ源が信号経路から取り除かれた事が分かりますヒストグラムを使ったのは 1つのコードを FFT プロットから生成する事はできないためです図 5: 図 4 の回路で計測した FFT プロット電源にノイズが注入されていますこれは MCP3201 A/D コンバータからのデータによる FFT プロットです 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 5

6 図 6: 図 5 の FFT プロットで回路に注入されていたノイズを時間領域で表示した波形です図 7: 図 5 の FFT プロットに現れたノイズはアナログ電源のチョークコイルとバイパスコンデンサにより取り除かれました DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

外部クロックからのノイズクロック源または回路内のデジタルスイッチングもシステムノイズの原因となりますこの種のノイズが変換プロセスに関係がある場合変換処理に影響は生じませんしかし関係がない場合その影響は FFT 解析で容易に判別できますクロック信号ノイズの例を図 8 の FFT プロットに示しますこの例では図 4 の回路にバイパスコンデンサを実装しています図 8 の FFT

7 外部クロックからのノイズクロック源または回路内のデジタルスイッチングもシステムノイズの原因となりますこの種のノイズが変換プロセスに関係がある場合変換処理に影響は生じませんしかし関係がない場合その影響は FFT 解析で容易に判別できますクロック信号ノイズの例を図 8 の FFT プロットに示しますこの例では図 4 の回路にバイパスコンデンサを実装しています図 8 の FFT プロットには基板上のクロック信号による影響が 1900 Hz 近傍に見られますこの基板はトレース間のカップリングに配慮せずにレイアウトしていますこの FFT プロットはそのような不注意なレイアウトの影響を示していますこの問題は基板のレイアウトを変更して高インピーダンスのアナログトレースをデジタルスイッチングトレースから遠ざけるか A/D コンバータの前のアナログ信号経路にアンチエイリアシングフィルタを実装する事により解決できますランダムなトレース間カップリングを見つけるのは容易ではありませんそのような場合時間領域解析の方が効果的かもしれません図 8: この FFT プロットは回路のデジタル部からアナログ信号経路に注入されたクロックノイズを示しています 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 7

アンプの不適正な使用法によるノイズ例として図 4 の回路で計装用アンプの非反転入力に 1 khz の AC 信号を注入しますこの信号は図 2 の圧力センサ回路の特性とは異なりますがアナログ信号経路内の他のデバイスの影響を示すためにこの信号を使いますこの条件での回路の性能を図 9 の FFT プロットに示します基本周波数成分が歪んだために

8 アンプの不適正な使用法によるノイズ例として図 4 の回路で計装用アンプの非反転入力に 1 khz の AC 信号を注入しますこの信号は図 2 の圧力センサ回路の特性とは異なりますがアナログ信号経路内の他のデバイスの影響を示すためにこの信号を使いますこの条件での回路の性能を図 9 の FFT プロットに示します基本周波数成分が歪んだために多数の高調波ピークが現れていますこの歪みは扱える可能振幅を少し超えて増幅した為に発生していますこの問題は帯域幅を拡げるためにアンプのゲインを下げより大きな電流を駆動する事により解決します図 9: この FFT プロットは図 4 の回路で A/D コンバータの前の駆動用アンプで発生した歪みを示しています DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

周囲からのノイズ多くの工業環境では周囲から放射されたノイズが回路の各所でカップリングします多くの場合このカップリングは不適切に実装された差動ラインで発生します以下の例では圧力センサへの 2 本のワイヤの取り回しを変更しています周囲ノイズ ( この場合ライン電圧 ) はこれらのワイヤで容易にピックアップされます図 10 の

9 周囲からのノイズ多くの工業環境では周囲から放射されたノイズが回路の各所でカップリングします多くの場合このカップリングは不適切に実装された差動ラインで発生します以下の例では圧力センサへの 2 本のワイヤの取り回しを変更しています周囲ノイズ ( この場合ライン電圧 ) はこれらのワイヤで容易にピックアップされます図 10 の FFT プロットは 60 Hz の整数倍の周波数で複数のピークを示していますこの問題はセンサへの 2 本のワイヤを撚り合わせる事で容易に解決できます図 10: この FFT プロットは図 4 の回路に対する周囲ノイズの影響を示しています 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 9

10 まとめ A/D コンバータの性能はメーカーが提供する FFT プロットによって示されますこれらのプロットはアプリケーションに適したコンバータを選定するために役立つだけでなく組み込みアプリケーションで発生した問題を解決するための手掛かりにもなります FFT はアナログデバイスの性能に対するノイズの影響や電源ノイズの問題を調べるために役立ちますしかし FFT では問題を解決できない場合もありますそのような場合時間領域解析および DC 解析ツールが役立ちます参考資料 Crook, Cushing, Sources of Spurious Components in a DDS/DAC System, RF Design, April 1998, pg28 Marven, Craig, Ewers, Gillman, A Simple Approach to Digital Signal Processing, John Wiley New York Baker, Bonnie, Using Single Supply Operational Amplifiers in Embedded Systems, AN682, Microchip Technology, Inc., 1998 Baker, Bonnie, Anti-aliasing Analog Filters for Data Acquisition Systems, AN699, Microchip Technology, Inc., 1998 DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

11 Microchip 社製デバイスのコード保護機能に関して次の点にご注意ください Microchip 社製品は該当する Microchip 社データシートに記載の仕様を満たしています Microchip 社では通常の条件ならびに仕様に従って使用した場合 Microchip 社製品のセキュリティレベルは現在市場に流通している同種製品の中でも最も高度であると考えていますしかしコード保護機能を解除するための不正かつ違法な方法が存在する事もまた事実です弊社の理解ではこうした手法は Microchip 社データシートにある動作仕様書以外の方法で Microchip 社製品を使用する事になりますこのような行為は知的所有権の侵害に該当する可能性が非常に高いと言えます Microchip 社はコードの保全性に懸念を抱くお客様と連携し対応策に取り組んでいきます Microchip 社を含む全ての半導体メーカーで自社のコードのセキュリティを完全に保証できる企業はありませんコード保護機能とは Microchip 社が製品を解読不能として保証するものではありませんコード保護機能は常に進歩しています Microchip 社では常に製品のコード保護機能の改善に取り組んでいます Microchip 社のコード保護機能の侵害はデジタルミレニアム著作権法に違反しますそのような行為によってソフトウェアまたはその他の著本書に記載されているデバイスアプリケーション等に関する情報はユーザの便宜のためにのみ提供されているものであり更新によって無効とされる事がありますお客様のアプリケーションが仕様を満たす事を保証する責任はお客様にあります Microchip 社は明示的暗黙的書面口頭法定のいずれであるかを問わず本書に記載されている情報に関して状態品質性能商品性特定目的への適合性をはじめとするいかなる類の表明も保証も行いません Microchip 社は本書の情報およびその使用に起因する一切の責任を否認します Microchip 社の明示的な書面による承認なしに生命維持装置あるいは生命安全用途に Microchip 社の製品を使用する事は全て購入者のリスクとしまた購入者はこれによって発生したあらゆる損害クレーム訴訟費用に関して Microchip 社は擁護され免責され損害をうけない事に同意するものとします暗黙的あるいは明示的を問わず Microchip 社が知的財産権を保有しているライセンスは一切譲渡されません商標 Microchip 社の名称と Microchip ロゴ dspic FlashFlex KEELOQ KEELOQ ロゴ MPLAB PIC PICmicro PICSTART PIC 32 ロゴ rfpic SST SST ロゴ SuperFlash UNI/O は米国およびその他の国における Microchip Technology Incorporated の登録商標です FilterLab Hampshire HI-TECH C Linear Active Thermistor MTP SEEVAL Embedded Control Solutions Company は米国における Microchip Technology Incorporated の登録商標です Silicon Storage Technology はその他の国における Microchip Technology Incorporated の登録商標です Analog-for-the-Digital Age Application Maestro BodyCom chipkit chipkit ロゴ CodeGuard dspicdem dspicdem.net dspicworks dsspeak ECAN ECONOMONITOR FanSense HI-TIDE In-Circuit Serial Programming ICSP Mindi MiWi MPASM MPF MPLAB 認証ロゴ MPLIB MPLINK mtouch Omniscient Code Generation PICC PICC-18 PICDEM PICDEM.net PICkit PICtail REAL ICE rflab Select Mode SQI Serial Quad I/O Total Endurance TSHARC UniWinDriver WiperLock ZENA Z-Scale は米国およびその他の国における Microchip Technology Incorporated の登録商標です SQTP は米国における Microchip Technology Incorporated のサービスマークです GestICとULPPはその他の国におけるMicrochip Technology Germany II GmbH & Co. & KG (Microchip Technology Incorporated の子会社 ) の登録商標ですその他本書に記載されている商標は各社に帰属します 2013, Microchip Technology Incorporated, Printed in the U.S.A., All Rights Reserved. ISBN: QUALITY MANAGEMENT SYSTEM CERTIFIED BY DNV == ISO/TS == Microchip 社では Chandler および Tempe ( アリゾナ州 ) Gresham ( オレゴン州 ) の本部設計部およびウェハー製造工場そしてカリフォルニア州とインドのデザインセンターが ISO/TS-16949:2009 認証を取得しています Microchip 社の品質システムプロセスおよび手順は PIC MCU および dspic DSC KEELOQ コードホッピングデバイスシリアル EEPROM マイクロペリフェラル不揮発性メモリアナログ製品に採用されていますさらに開発システムの設計と製造に関する Microchip 社の品質システムは ISO 9001:2000 認証を取得しています 2017 Microchip Technology Inc. DS00681A_JP - p. 11

各国の営業所とサービス北米本社 2355 West Chandler Blvd. Chandler, AZ 85224-6199 Tel:480-792-7200 Fax:480-792-7277 技術サポート : http://www.microchip.

12 各国の営業所とサービス北米本社 2355 West Chandler Blvd. Chandler, AZ Tel: Fax: 技術サポート : support URL: アトランタ Duluth, GA Tel: Fax: オースティン (TX) Tel: ボストン Westborough, MA Tel: Fax: シカゴ Itasca, IL Tel: Fax: クリーブランド Independence, OH Tel: Fax: ダラス Addison, TX Tel: Fax: デトロイト Novi, MI Tel: ヒューストン (TX) Tel: インディアナポリス Noblesville, IN Tel: Fax: ロサンゼルス Mission Viejo, CA Tel: Fax: ニューヨーク (NY) Tel: サンノゼ (CA) Tel: カナダ - トロント Tel: Fax: アジア / 太平洋アジア太平洋支社 Suites , 37th Floor Tower 6, The Gateway Harbour City, Kowloon Hong Kong Tel: Fax: オーストラリア - シドニー Tel: Fax: 中国 - 北京 Tel: Fax: 中国 - 成都 Tel: Fax: 中国 - 重慶 Tel: Fax: 中国 - 東莞 Tel: 中国 - 杭州 Tel: Fax: 中国 - 香港 SAR Tel: Fax: 中国 - 南京 Tel: Fax: 中国 - 青島 Tel: Fax: 中国 - 上海 Tel: Fax: 中国 - 瀋陽 Tel: Fax: 中国 - 深圳 Tel: Fax: 中国 - 武漢 Tel: Fax: 中国 - 西安 Tel: Fax: アジア / 太平洋中国 - 厦門 Tel: Fax: 中国 - 珠海 Tel: Fax: インド - バンガロール Tel: Fax: インド - ニューデリー Tel: Fax: インド - プネ Tel: 日本 - 大阪 Tel: Fax: 日本 - 東京 Tel: Fax: 韓国 - 大邱 Tel: Fax: 韓国 - ソウル Tel: Fax: またはマレーシア - クアラルンプール Tel: Fax: マレーシア - ペナン Tel: Fax: フィリピン - マニラ Tel: Fax: シンガポール Tel: Fax: 台湾 - 新竹 Tel: Fax: 台湾 - 高雄 Tel: 台湾 - 台北 Tel: Fax: タイ - バンコク Tel: Fax: ヨーロッパオーストリア - ヴェルス Tel: Fax: デンマーク - コペンハーゲン Tel: Fax: フランス - パリ Tel: Fax: ドイツ - デュッセルドルフ Tel: ドイツ - ミュンヘン Tel: Fax: ドイツ - プフォルツハイム Tel: イタリア - ミラノ Tel: Fax: イタリア - ベニス Tel: オランダ - ドリューネン Tel: Fax: ポーランド - ワルシャワ Tel: スペイン - マドリッド Tel: Fax: スウェーデン - ストックホルム Tel: イギリス - ウォーキンガム Tel: Fax: /27/15 DS00681A_JP - p Microchip Technology Inc.

PIC10(L)F320/322 Product Brief

PIC10(L)F320/322 Product Brief 注意 : この日本語版文書は参考資料としてご利用ください最新情報は必ずオリジナルの英語版をご参照願います PIC10(L)F320/322 PIC10(L)F320/322 製品概要高性能 RISC CPU: 命令は 35 しかなく習得が容易 : - 分岐命令を除き全てシングルサイクル命令動作速度 : - DC 16 MHz クロック入力 - DC 250 ns 命令サイクル最大 1 K