100 Gbps光伝送システムのためのデジタルコヒーレント受信技術

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きよはるこうだ
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Digital Coherent Receiver Technology for 100-Gbps Optical Transport Systems あらましデジタルコヒーレント受信技術は,100 Gbps 光伝送システムの必須技術として期待されている

Abstract Digital coherent receivers are expected to be the most important building block of 100-Gbps optical transport systems.

Laboratories and Fujitsu have fabricated a test circuit to implement basic algorithms such as carrier phase recovery and optical

The experimental results showed an excellent performance that is only 1 db away from the theoretical limit. Jens C.

1 Digital Coherent Receiver Technology for 100-Gbps Optical Transport Systems あらましデジタルコヒーレント受信技術は,100 Gbps 光伝送システムの必須技術として期待されている富士通研究所および富士通は, その安定性信頼性の確立に向け, 光周波数オフセット補償回路搬送波位相推定回路といった, デジタルコヒーレント受信の基本を成す回路を試作したその性能を実験的に評価した結果, 理論限界に1 dbと迫る良好な誤り率特性を確認した Abstract Digital coherent receivers are expected to be the most important building block of 100-Gbps optical transport systems. As a platform for evaluating their real-time operation stability and thus helping to realize product-level reliability, Fujitsu Laboratories and Fujitsu have fabricated a test circuit to implement basic algorithms such as carrier phase recovery and optical frequency offset compensation. The experimental results showed an excellent performance that is only 1 db away from the theoretical limit. Jens C. Rasmussen ネットワークシステム研究所フォトニクス研究部兼ネットワークプロダクト事業本部所属現在,100 Gbps 光伝送システムの研究開発に従事星田剛司 ( ほしだたけし ) ネットワークシステム研究所フォトニクス研究部兼ネットワークプロダクト事業本部所属現在,100 Gbps 光伝送システムの研究開発に従事中島久雄 ( なかしまひさお ) ネットワークシステム研究所フォトニクス研究部兼ネットワークプロダクト事業本部所属現在,100 Gbps 光伝送システムの研究開発に従事 476 FUJITSU. 60, 5, p (09, 2009)

まえがき幹線系の光伝送ネットワークが扱う通信トラフィック容量は,3 年間で4 倍という高率で年々増大を続けているこの容量増大は, 従来からのトラフィックである音声や低速イーサ信号 (GbE, 10GbE) の量的増大にとどまらず, 収容すべきクライアント信号の高速化という質的な変化も伴っている ( 図 -1)

2 まえがき幹線系の光伝送ネットワークが扱う通信トラフィック容量は,3 年間で4 倍という高率で年々増大を続けているこの容量増大は, 従来からのトラフィックである音声や低速イーサ信号 (GbE, 10GbE) の量的増大にとどまらず, 収容すべきクライアント信号の高速化という質的な変化も伴っている ( 図 -1) ネットワークにとっての主要なトラフィック発生源である大規模なデータセンタや画像配信センタに配置される大容量ルータには,IEEE で標準化が進められている100ギガビットイーサ (100GbE) などの高速インタフェースが搭載される見通しである今後の伝送装置には, こうした高速従来型のトラフィックと従来型のトラフィックを効率良く収容し, 長距離にわたり安価に伝送することが求められているこのような要求に応える100 Gbps 光伝送システムを実現するに当たり, 実用化が期待されているのがデジタルコヒーレント受信方式 ( 注 1) である ( 図 -2) 現在実用化されている直接受信方式 ( 注 2) による 40 Gbps 波長多重伝送システムでは, 伝送路で発生する各種の波形歪みをマネージするために, 各種の光分散補償技術を用いているが, 伝送速度が 100 Gbpsとなると, このような光分散補償器によって実現できる補償量や補償精度が限界を迎えるデジタルコヒーレント受信方式では, 光分散補償の限界を超えた広範囲高精度の波形歪み補償が可能となるため, 光分散補償器やその損失補償用の光増幅器を削減することが可能となり, システムの小型化低コスト化が期待されるこのように,100 Gbps 光伝送システムを実現する上でキー技術となるデジタルコヒーレント受信について, 著者らを含むグループでは, デジタル信号処理アルゴリズムの研究開発と光伝送システム特性に対する影響について詳細検討を行ってきた本稿 1.3 μm 帯 25 Gbps 4 波 1.55 μm 帯 100 Gbps 100 GbE SR 波長多重 DWDM, 100 Gbps Router 既存サービス (POTS,FR, SONET/SDH など ) FLASHWAVE 7500/9500 Router Router 画像配信センタ 1 データセンタ 1.3 μm 帯 25 Gbps 4 波 LAN(100 GbE SR:40 km 仕様 ) LR(Long Reach): 500 ~2000 km LR SR Router SR(Short Reach) 100 Gbps Line-Card(LC) 100 GbE:100ギガビットイーサ DWDM: 高密度波長多重 FR: Frame Relay POTS: Plain Old Telephone Service SDH: Synchronous Digital Hierarchy SONET: Synchronous Optical Network 図 Gbps 光伝送の適応領域 Fig.1-Applications of 100 Gbps optical transport. ( 注 1) 光の振幅と位相の両方の情報を電流に変換して受信する方式 ( 注 2) 光の振幅情報のみを電流に変換して受信する方式構成が簡素なため従来用いられてきた FUJITSU. 60, 5, (09, 2009) 477

3 従来システム (40 Gbps) 光送信器光送信器ファイバ DCM OADM / WXC ファイバ DCM VDC VDC 光受信機光受信機光送信器波長多重 100 km~1000 km 以上波長分離 VDC 光受信機次世代 100 Gbps システム伝送容量の増大(40 Gbps N 波長 100 Gbps N 波長 ) 波形歪のデジタル適応等化 DCM,VDC, 光増幅器などの光部品の削減小型低 CAPEX 低 OPEX 光送信器デジタルコヒーレント光受信器光送信器光送信器 OADM / WXC デジタルコヒーレント光受信器デジタルコヒーレント光受信器 DCM: 波長分散補償モジュール OADM: 光波長分岐挿入 VDC: 可変分散補償器 WXC: 波長クロスコネクト図 -2 波長多重伝送システムの構成例とデジタルコヒーレント受信技術によるパラダイムシフト Fig.2-Typical configuration of 100 Gbps wavelength division multiplexed transmission system and its paradigm-shift with digital coherent receivers. では, まずデジタルコヒーレント受信の歴史的技術的特徴と課題について説明した後, その動作の最も基本的な機能である光源周波数オフセット補償と搬送波位相推定の各機能の役割について概説する続いて, これらの機能を実装した試作受信器による, リアルタイム動作確認実験結果について紹介するデジタルコヒーレント受信方式とその歴史デジタルコヒーレント方式の基本を成すコヒーレント受信方式 (1) は, 従来用いられてきた直接検波方式と比較して高い受信感度の実現が可能であることから, 光ファイバ通信システムの再生中継距離拡大を目指して1980 年代から1990 年代の前半にかけて盛んに研究されたまたこの時期から, そのバリエーションであるデジタルコヒーレント受信方式に関する先駆的な検討もなされた (2) しかし, 光中継増幅技術の登場や波長多重伝送方式の普及の結果, 光ファイバ通信システムにコヒーレント受信を採用する動機付けはいったん失われ, 約 10 年間にわたってこの分野の研究開発は停滞したその後, デジタルコヒーレント受信方式が再び脚光を浴びるようになった背景としては以下の4 点が挙げられる (1) 100 Gbpsという高速伝送システムでは, 受信 OSNR(Optical Signal to Noise Ratio) の不足が長距離伝送上の切実な問題であり, コヒーレント受信によるOSNR 耐力の改善が再び魅力的になった (2) デジタルコヒーレント受信によって実現できる強力な波形等化機能が, 高速信号の長距離伝送時の波形歪対策として必須と考えられるようになった (3) CMOS LSI 技術の急激な進歩に伴い, デジタル信号処理の能力 ( ゲート数, 動作周波数 ) が飛躍的に向上し,100 Gbps 級信号のデジタルコヒーレント受信の実現が現実味を帯びてきた (4) ビットレートが高くなるにつれ, コヒーレント受信実現の最大の障害の一つであった光源位相雑音への対処が相対的に容易になった以上の背景のもと, デジタルコヒーレント受信技術に関する実験結果もいくつか報告されているが, 478 FUJITSU. 60, 5, (09, 2009)

4 LO Q 受信信号局部発振光源 (LO) 光位相ハイブリッド光電変換回路 AD 変換器 AD 変換器デジタル信号処理回路受信信号光 I 周波数 (a) 周波数オフセットが無視できる場合コヒーレント受光フロントエンド受信信号光 LO Q 歪等化回路光源周波数オフセット補償回路搬送波位相推定回路識別判定回路周波数 (b) 周波数オフセットが無視できない場合 I 図 -3 デジタルコヒーレント受信器の基本的な機能ブロック構成例 Fig.3-Exemplified basic functional block diagram of digital coherent receiver. 図 -4 光源周波数ズレの影響 (QPSK の場合の模式図 ) Fig.4-Impact of laser frequency offset: schematic diagram assuming QPSK system. 実際にデジタルコヒーレント受信器を試作してリアルタイム動作させた実験報告は比較的少数 (3)-(6) であり, それ以外の大多数の報告は, リアルタイムオシロスコープによるバースト波形蓄積とソフトウェアによる事後処理を組み合わせた, いわゆるオフライン実験によるものにとどまっているそのため, 実システム運用上の安定性にかかわるような課題を掘り下げる検討報告が不足しているのが現状であり, 実用化に向けた課題を残しているデジタルコヒーレント受信器の特徴デジタルコヒーレント受信器の基本的な機能ブロック構成例を図 -3に示す従来型( 非デジタル型 ) のコヒーレント受信器と比較した場合, コヒーレント受光フロントエンド { 局部発振光源 (LO: Local Oscillator), 光位相ハイブリッド, ( 注 3) 光電変換回路などで構成される } はほぼ同様であるが, その出力をAD 変換した上でデジタル信号処理回路によって波形処理を行う点が相違点であるこの相違が, 以下の (1)~(4) の具体的メリットをもたらす (1) 送信光源と局部発振光源の周波数位相を受信光に対して同期させるメカニズムをデジタル信号処理として実装することにより, 実現難度の高い光 PLLが不要となる (2) その結果, 市場で一般的に入手可能な波長多重用レーザ光源を, 自走 LOとして適用可能になる (3) デジタル信号処理回路によって, アナログ回路では実現困難な, 高度な波形歪等化器の実現が可能になる (4) ハードウェアのアーキテクチャの最小限の変更で, 多彩な変調方式 { 多値 PSK(Phase Shift Keying ), QAM ( Quadrature Amplitude Modulation) など } や, 波長チャネル内多重化方式 { 偏波多重, 直交周波数多重 (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) など } との組合せに柔軟に対応できる以下では, リアルタイムコヒーレント受信の実現上最も基本的な機能である上記 (1) について, 光源周波数オフセット補償回路と搬送波位相推定回路の二つに絞って解説する光源周波数オフセット補償一般的な波長多重用光源を用いた場合, 送信器側の光源と受信器側のLO 光源の間には, 波長確度の範囲内で光周波数のズレ ( オフセット ) が発生し得る現在市場で一般的な波長多重用光源の場合, この周波数オフセットは最大数 GHz 程度となる可能性がある光源周波数オフセットが存在する場合に発生する現象を,QPSK ( Quadrature Phase Shift Keying) 変調 ( 注 4) 方式の場合を例にとった図 -4を用いて説明する光源周波数オフセットが十分小さい場合 { 図 -4(a)}, ある短時間にわたって観測した ( 注 3) 局部発振光源と受信光を 2 種類以上の異なる位相で混合して出力する光学部品 ( 注 4) 4 値位相変調 2 ビットの情報を光の四つの位相状態 (45, 135,225,315 ) に対応づけて伝送する方式 FUJITSU. 60, 5, (09, 2009) 479

5 z -1 ( )* ( ) m N ( ) 1 m arg( )/m Q Q (a) 累乗法による構成 θ e I I arg( ) 仮判定 z -1 z -1 Loop filter cosθe sinθe sinθe cosθe m θ ( 推定値 ) ( ) ( 1/ m)arg( ) e (b) 仮判定法による構成図 -5 m 値 PSK 信号用光源周波数オフセット推定回路の機能ブロック構成例 Fig.5-Functional block diagrams for laser frequency offset estimation circuit for mpsk signals. 図 -6 m 値 PSK 信号用搬送波位相推定回路の機能ブロック構成例 Fig.6-Functional block diagrams for carrier phase recovery circuit for mpsk signals. 信号コンスタレーション ( 注 5) には, 位相ズレによる静的回転のみが観測される一方, 光源周波数オフセットが大きい場合 { 図 -4(b)} には, 周波数オフセットによって観測時間内にコンスタレーションが回転してしまうため, そのままではQPSK 信号として処理識別することが困難になるこの問題に対処するためには, まず光源周波数オフセットを検出する, 光源周波数オフセット推定回路が必要になる光源周波数オフセット推定回路の例として, 多値 PSK 変調方式に適用可能な2 種類の構成を図 -5に示す図-5(a) の構成は, 後述する PSK 信号用の搬送波位相推定と類似の発想によって, 受信した複素電界情報からPSK 符号化信号成分と雑音成分を除去し, 光源周波数オフセットの成分を抽出するものである (3) 一方, 図 -5(b) の構成では, 信号の仮判定を行いその結果を差し引いて PSK 符号化成分を除去する方法により, 周波数オフセット推定範囲を更に拡大できるものである (6) ひとたび上記のような回路によって周波数オフセット推定値を得れば, (1) LOの発振周波数を微調整するフィードバック型 (2) デジタル回路内で周波数オフセットに相当するだけコンスタレーションを逆回転させるフィードフォワード型のいずれかの方法を用いて周波数オフセット補償回路を実現することができる ( 注 5) 光の振幅位相の状態にどのように符号として割り当てているかを複素平面上に表示したもの搬送波位相推定送信器側の光源と受信器側のLO 光源の周波数オフセットが補償された後に残るのは, 光源間の位相差であるこれを検出して補正することにより, 識別判定の準備を行う機能が搬送波位相推定処理である搬送波位相推定回路の例として,PSKに適用可能な累乗方式 (7),(8) を適用した構成の一例を図 -6に示すこの回路では,m 値 PSK 信号の複素電界をm 乗すると符号情報は複素平面上で一点に重なることを利用して消去するさらに一定の数の符号間で平均化を行い雑音成分を低減することによって, 雑音と比較すると比較的ゆっくり変動する搬送波位相 θ e を算出するものであるひとたびθ e が判明すれば, これを用いてコンスタレーションを回転させることいきによって搬送波位相の影響を除去し, 特定の閾値を用いて識別判定を行うことが可能となるリアルタイムデジタルコヒーレント受信実験上述のようなデジタルコヒーレント受信用のアルゴリズム回路の検証に当たっては, オフライン実験による動作原理確認のみでは不十分であり, リアルタイム受信実験を通じた検証が不可欠であると考えられるそこで今回,AD 変換速度 1 Gサンプル / 秒という低速動作ではあるものの, デジタルコヒーレント受信器を試作し, その基本的な特性をリアルタイム実験により評価したなお, 光源周波数オフセットや搬送波位相ズレの問題は,AD 変換速度が低ければ低いほど深刻であ 480 FUJITSU. 60, 5, (09, 2009)

6 パルスパターン発生器光源偏波制御器局部発振光源 (LO) RZ-QPSK 変調器光 90 o ハイブリッド ASE 雑音付加光電変換回路光フィルタ LPF LPF ADC ADC FPGA リアルタイムコヒーレント受信ボード誤り検出器図 -7 RZ-QPSK リアルタイムデジタルコヒーレント受信実験系 Fig.7-Expermental setup for real-time digital coherent reception of RZ-QPSK signal. AD 変換器 FPGA 位相 ( 度 ) 位相 ( 度 ) 時間 (µs) (a) 入力位相波形時間 (µs) (b) 出力位相波形図 -9 デジタル信号処理入出力波形 ( 位相情報のみを表示 ) Fig.9-Input and output waveforms of the digital signal processing circuit (phase information only). 図 -8 リアルタイムデジタルコヒーレント受信ボード Fig.8-Real-time digital coherent reception circuit board. るため, 今回の評価結果は高速動作に向けたアルゴリズム検証としては, むしろ厳しい評価となっていることに留意されたい実験系を図 -7に示す今回の実験では変調信号として1 Gbps(500 Mシンボル / 秒 ) のRZ-QPSK ( 注 6) 方式を用いた送信器受信器内の光源としては, 光源線幅約 300 khzの波長可変光源を用い, 発振波長の微調整によって光源周波数オフセットを可変できるようになっている信号光にASE(Amplified Spontaneous Emission) 雑音を付加してOSNRを調整し, さらに偏波を偏波制御器で制御した上で, コヒーレント受信器に入射したコヒーレント受信器は光ハイブリッド局部発振光源 (LO) 光電変換回路低域通過フィルタ (350 MHz) およびリ ( 注 6) 各 QPSK 符号の振幅包絡線波形を RZ(return to zero) パルスとしたアルタイムコヒーレント受信ボードで構成され, その出力を誤り検出器で評価した実験に適用した試作リアルタイムコヒーレント受信ボードを図 -8に示す 1 Gサンプル / 秒のAD 変換器 2チャネルの出力が FPGAに入力されデジタル信号処理されるデジタル信号処理回路としては, 最も基本的な機能ブロックである光源周波数オフセット補償回路搬送波位相推定回路識別判定回路を実装したここで光源周波数オフセット補償回路としては, 図 -5(a), 同図 (b) に示す2 種類のオフセット推定回路のいずれかによるフィードフォワード型補償方式を実装し, 両者を比較評価した搬送は位相推定回路としては前述の累乗法 (QPSKのためm=4) を採用した累乗方式による搬送波位相推定には360 /4=90 の位相不確定性が存在し, 雑音などの影響によってバースト誤りが発生する恐れがあるため, これを回避するために, 識別回路には差動デコード機能も実装した AD 変換器出力および識別直前の位相情報を取り出して可視化した結果例を図 -9に示す図-9(a) と同図 (b) を比較することにより, 実装した周波数オフセット補償と搬送波位相推定回路により, 光源の位相雑音や周波数ズレの影響が除去され,QPSK 符号の四値位相情報が検出できていることが見て取れるつぎに, 光源周波数オフセットをほぼ0 MHzに FUJITSU. 60, 5, (09, 2009) 481

7 ビット誤り率 dB 実験値 1 実験値 2 理論値 Q 値劣化量 (db) 実験値 1 実験値 OSNR(dB) 図 -10 ビット誤り率性能測定結果 Fig.10-Measurement result of bit error ratio performance 規格化周波数オフセット (Hz/Baud) 図 -11 光源周波数オフセット耐力測定結果 (OSNR=-2 db) Fig.11-Measurement result of laser frequency offset tolerance (OSNR=-2 db). 設定した上でビット誤り率をOSNRの関数として測定した ( 図 -10) ここで,OSNRは, 光帯域 0.1 nm あたりのASE 雑音光パワーと, 全信号光パワーの比として定義しているため, 場合により負の数となっている図 -10 中の実験値 1,2は, それぞれ光源周波数オフセット推定回路として図 -5(a), 同図 (b) に示す構成を採用した場合の結果であるまず, いずれの方式を用いた場合も, 誤り率に至るまでフロアの少ない良好な誤り率特性が得られていることが見て取れる ( オフライン実験では, 現実的な時間内に測定可能なビット数が限られるため, このような低 BERの特性確認自体が困難である ) 続いて, 得られた測定結果をQPSK 方式の理論限界と比較すると,OSNR にしてわずか 1 db 程度の乖離にとどまっていることが見て取れるこの結果は, 著者らの知る限り, これまで報告されたリアルタイムデジタルコヒーレント受信器の実測特性としては最も理論限界に近く, 良好な結果であると考える続いて,OSNRが-2 dbの状況で測定した光源周波数オフセット依存性の測定結果を図 -11に示すここで縦軸はBERから算出されたQ 値の劣化量である著者らのグループが提案した図 -5(b) の周波数オフセット推定方式を採用した場合 ( 実験値 2), 従来技術 ( 実験値 1) と比較すると2 倍以上広い補償範囲を確保できることが確認された今回確認された周波数オフセット補償範囲を,40~100 Gbps のQPSK 信号の受信器の状況に換算して考えると, かい一般的な波長多重用半導体レーザ光源 ( 周波数確度 ±2.5 GHz) の波長確度安定度が十分適用可能であることを示しており, 今回の基本的アルゴリズムが実用化に向けて十分有望であることが示唆される結果となっているむすび 100 Gbps 世代の光伝送システムの必須技術として期待されるデジタルコヒーレント受信技術の実力を見極め, 実システム運用に耐える安定性を実現するために, 光周波数オフセット補償回路搬送波位相推定回路といった, デジタルコヒーレント受信の最も基本となる回路を試作し, リアルタイム実験により評価した結果, 理論限界まで1 dbに迫る良好な誤り率特性を確認したなお今回の試作実験では, 信号ビットレートが低い状態で十分検証可能な基本機能に絞って試作評価を行ったが, 今後, 波形歪等化や偏波制御といったデジタルコヒーレント受信ならではの高度な機能についても同様の検証を進める予定である本成果の一部は, 独立行政法人情報通信研究機構 (NICT) からの委託研究ユニバーサルリンク技術の研究開発によるものである参考文献 (1) 大越孝敬ほか : コヒーレント光通信工学. オーム社, FUJITSU. 60, 5, (09, 2009)

8 (2) F. Derr : Coherent Optical QPSK Intradyne System:Concept and Digital Receiver Realization. Journal of Lightwave Technology,Vol.10,No.9, p (1992). (3) A. Leven et al.: Frequency Estimation in Intradyne Reception.IEEE Photonics Technology Letters,Vol.19,No.6,p (2007). (4) T. Pfau et al.:polarization-multiplexed 2.8 Gbit/s Synchronous QPSK Transmission with Real-Time Digital Polarization Tracking. 33rd European Conference and Exhibition on Optical Communication ( ECOC2007 ), 8.3.3, September (5) H.Sun et al.:real-time measurements of a 40 Gb/s coherent system.optics Express,Vol.16, No.2,p (2008). (6) H. Nakashima et al.: Novel Wide-range Frequency Offset Compensator Evaluated with Real-time Digital Coherent Receiver. 34th European Conference and Exhibition on Optical Communication ( ECOC2008 ), Mo.3. D.4, September (7) D.-S.Ly-Gagnon et al.:coherent Detection of Optical Quadrature Phase-Shift Keying Signals with Carrier Phase Estimation. Journal of Lightwave Technology, Vol.24, No.1, p (2006). (8) A.J.Viterbi et al.:nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission.IEEE Transaction on Information Theory, Vol.29, No.4, p (1983). FUJITSU. 60, 5, (09, 2009) 483

スライド 1

スライド 1 2011 年 10 月 4 日,SCOPE 第 7 回成果発表会, 幕張メッセデジタルコヒーレント光通信技術の研究開発 Research on Digital Coherent Optical Communication Systems 菊池和朗 Kazuro Kikuchi 東京大学大学院工学系研究科電気系工学専攻 Department of Electrical Engineering and