Reduction of the High-Frequency Switching Noise in the MCP16301 High-Voltage Buck Converter

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1 注意 : この日本語版文書は参考資料としてご利用ください 最新情報は必ずオリジナルの英語版をご参照願います AN466 MCP630 高電圧降圧型コンバータにおける高周波スイッチングノイズの低減 著者 : はじめに Valentin Constantin Microchip Technology Inc. 高入力電圧 DC/DC 降圧型コンバータの開発では 効率とサイズのトレードオフを検討する必要があります しかし スイッチ ドライバ 制御システムを内蔵したデバイスであれば 特定のアプリケーション向けに最適化するための ある程度の設計変更が可能です MCP630 に内蔵された MOSFET は 効率の最大化を目指して開発され 内蔵 N チャンネル MOSFET のきわめて高効率で高速なターンオン / ターンオフを実現しました プリント基板の層数と外付け部品数の選び方によっては 出力電圧または入力電圧にある程度の高周波ノイズが乗り 一部のデザインに悪影響を及ぼす場合があります 本アプリケーションノートでは このノイズを許容レベルまで大幅に低減する回路設計とレイアウト手法について MCP630 を例に説明します MCP630 は高集積 高効率 周波数固定の降圧型 DC/DC コンバータです 一般的な 6 ピン SOT-23 パッケージを使い 最大 30 V の入力電圧源での動作が可能です N448 V IN 6V to 30V C IN 2x0µF V IN EN BOOST SW C BOOST 00 nf L 22 µh 40V Schottky Diode 52.3 k V OUT 600 ma C OUT 2x0µF V FB 0 k 図 : 代表的な 5.0 V MCP630 降圧型コンバータのアプリケーション 203 Microchip Technology Inc. DS0466B_JP - p.

2 AN466 MCP630 の概要 MCP630は 高入力電圧の降圧型レギュレータです 2.0~5 Vのレギュレートされた出力電圧で最大 600 ma を供給できます 0.8 V の高精度内部参照電圧と外付けの抵抗分圧器を組み合わせて 目的とするコンバータ出力電圧を設定します ソフトスタートによる起動時は 出力電圧のオーバーシュートと突入電流を最小限に抑えるために 内部参照電圧の立ち上がり速度を制御します トリミングされた内蔵オシレータが 500 khz の固定周波数を供給し ピーク電流モード制御アーキテクチャによってデューティサイクルを変化させて出力電圧をレギュレートします 内蔵ハイサイド N チャンネル MOSFET の ON/OFF には 内蔵フローティングドライバを使います このドライバの電源は外付けのブーストコンデンサを使って生成し そのエネルギは 3.0 ~ 5.5 V の固定電圧から供給します ( 通常はコンバータの出力電圧を使用 ) 5.5 V < V OUT < 5.0 V のアプリケーションでは ブースト電源を入力 出力 または補助システム電圧から生成できます ( 詳細な情報と例は MCP630 のデータシート (DS25004) [] に記載されています ) イネーブル入力 (EN) は デバイスの有効化と無効化に使います 無効にすると MCP630 の入力電流の消費はごくわずかです ( シャットダウン中の静止電流は 7 A (typ.)) 論理 High (>.4 V) でレギュレータ出力が有効になります 論理 Low (< 0.4 V) でレギュレータが確実に無効になります 内蔵低電圧ロックアウト (UVLO) 回路は 正常な動作に必要な入力電圧が得られるまでコンバータの起動を抑止します コンバータは 3.5 V (typ.) で起動し その後は最低 3.0 V (typ.) まで動作します 無負荷でデバイスがスイッチングする場合に電源で消費される電流は約 2mAです 過熱保護回路は コンバータを OFF にする事でシリコンダイ温度が +50 を超えないようにします 温度が +20 まで低下すると通常のスイッチングを再開します 図 に MCP630 を使う入力 6 ~ 30 V の 5 V 降圧型コンバータの代表的な回路を示します 入力と出力にセラミックコンデンサ 22 µh の小型インダクタ 帰還用の検出抵抗 整流用のショットキーダイオードを使っています ダイオードは SW ノードと の近くで接続する必要があります 前述の通り N448 ブーストダイオードとブーストコンデンサは メインスイッチを駆動する内蔵ドライバのバイアスに使います 入力電圧源は そのインピーダンスと出力電流に応じて 4.7 ~ 20 µf のコンデンサで にデカップリングしてください 入力コンデンサは スイッチノードへの電流を供給すると共に 内蔵デバイスの電源として安定した電圧源を提供します このコンデンサは V IN ピンと ピンのできるだけ近くで接続します 負荷が軽いアプリケーションには µfのx7r または X5R セラミックコンデンサが使えます 詳細は MCP630 データシート (DS25004) [] に記載されています 降圧型コンバータのリップルとノイズ インダクタと入出力セラミックコンデンサの小型化というメリットを活かすため 降圧型コンバータではより高いスイッチング周波数を使います しかし 高周波のスイッチングは 電源システム全体にスイッチングノイズという新たな問題をもたらします このスイッチングノイズは 内蔵 N チャンネル MOSFET の高速のスイッチングエッジによって発生し その周波数は通常数百 MHz です 図 2: 降圧型コンバータの 2 つのノイズ成分 MCP630 による 2 V 入力 5V 出力 00 ma 負荷のコンバータにノイズ低減手法を一切適用しない場合の例 スイッチングコンバータの入力 / 出力のリップルとノイズは 同じ電源から給電される他のデバイスに影響を及ぼすほどの高いレベルに達する場合があります ノイズ源には以下の 2 つがあります 出力リップル 基本スイッチング周波数に発生します スイッチングノイズ 半導体スイッチの ON/OFF 遷移時に発生する高周波リンギングに関連するノイズです このタイプのノイズは数百 MHz の周波数と 数百 mv のピーク値を持ちます ( 図 2) これらのノイズに対しては 別々のフィルタが必要です MCP630 の低周波出力リップルは 通常 20 mv ピークツーピークで 出力コンデンサの値とコンデンサの誘電体タイプの影響を受けます 低 ESR および低 ESL のセラミックコンデンサを使うと 出力電圧の低周波リップルを著しく低減できます 出力リップルは 低 ESR および低 ESL のセラミックコンデンサ (X7R または X5R タイプ ) によって簡単に低減できます スイッチングノイズの低減はこれほど簡単ではありません ノイズ全般に対して 簡単な低減方法がいくつかあります 本書では MCP630 降圧型コンバータのスイッチングノイズの低減方法を中心に説明します DS0466B_JP - p Microchip Technology Inc.

3 AN466 高周波スイッチングノイズの低減 MCP630 は 高いスイッチング周波数 (500 khz (typ.)) で動作します MCP630 を使ったアプリケーションで高効率と低スイッチングノイズが必要な場合 部品の追加と適切な PCB 設計手法によって スイッチングノイズを許容レベルまで低減する事ができます 出力リップルとノイズの正しい計測 出力リップルはピークツーピークで数ミリボルト (mv p-p ) であり 計測には特別な注意が必要です 正確な結果を得るには できるだけ出力コンデンサの近くで計測します 信号およびグランド接続の全ループ面積を小さくする必要があります この面積を最小化するには スコーププローブのグランド配線を取り外し 出力コンデンサ電圧を差動方式で計測します その際 スコーププローブの接地された円筒軸のプローブチップ近くに短いワイヤを巻き付けます 出力静電容量を追加してもノイズを低減できない場合 通常 セラミックコンデンサを使うと出力電圧の低周波リップルを著しく低減できます しかし 高周波ノイズは除去できません 高周波数帯域では セラミックコンデンサのインピーダンスが高いためです リンギング周波数はきわめて高く ( 図 5 参照 ) 出力コンデンサだけ または小さな値の並列コンデンサの追加では このノイズを低減できません 図 4 を見れば コンバータのノイズ減衰に小さなコンデンサが効果的でない理由が分かります たとえ高周波におけるインピーダンスがこれより小さくても その値はリンギングの低減には不十分です Impedance ( ) Impedance vs. Frequency - X7R 0. µf 0.00 µf 0. 図 3: Wire on Barrel Probe tip SMD Output Capacitor オシロスコーププローブによる出力リップル / ノイズの正しい計測方法 この計測は適切に校正されたオシロスコープで実施する必要があります 出力リップルだけを計測する場合 テストチャンネルの帯域幅を 20 MHz に制限します 出力リップルと共に高周波ノイズも計測する場合 オシロスコープの帯域を制限しないで実施します 図 4: Frequency (MHz) 周波数帯域とコンデンサの値に対するインピーダンスの変動 (X7R コンデンサの場合 ) RC スナバ回路の使用 RC スナバ回路による高周波ノイズの除去は よく知られた方法です スナバ回路の抵抗とコンデンサの値を正しく見積もるには スイッチング部品の寄生値を知る事が必要です 高周波リンギングは コンバータ電源段の寄生素子によって発生します 通常 このリンギングの周波数は数百 MHz を超え スイッチングサイクルごとに繰り返します ( 図 2) スナバ回路の値は 以下の手順で求めます. 高周波数帯域オシロスコープでスパイク領域を拡大し リンギングの周波数を計測する ( 図 5 参照 ) 203 Microchip Technology Inc. DS0466B_JP - p.3

4 AN466 図 5: 降圧型コンバータの AC 出力 : 2 層基板 2 V/5 V MCP630 降圧型コンバータのリンギング周波数計測 2. 電源部品の寄生値をデータシート 計測 または推定によって求める つの方法として 整流用ショットキーダイオードの寄生インダクタンス (L p ) を考慮して計算する この値を既知として 共振周波数における等価寄生回路のインピーダンスを次式によって求める 式 : R Snubber が決まれば スナバコンデンサの値は式 3 で求められます 式 3: C Snubber = f ring R Snubber ノイズを減衰するには スナバ抵抗の大きさを Z p と同等にする必要があります 式 2: Z p = 2 f ring Z p R Snubber L p 高周波発振を減衰するには R Snubber を選定する際に その値をできるだけ Z p に近づけます 例えば A/40 V のショットキーダイオード MBRA40T の寄生インダクタンスは 2nH です ( デバイスのデータシートから引用 ) 図 5 のようにしてリンギング周波数を計測すると f ring = 250 MHz でした 従って Z p の計算値は 約 3 です R Snubber の値として Z p の値よりも大きい 4.7 を選んだ場合 C snubber は 20 pf です スナバ抵抗の消費電力は C snubber *V 2 *f switching です V は V IN にほぼ等しい値です ( 注 : 図 5 内でのリンギング周波数が 330 MHz なのに対して 上記の解説では 250 MHz と食い違いがあります これは原稿を書いた時と波形を観測した時とで負荷が異なるためです ) DS0466B_JP - p Microchip Technology Inc.

5 AN466 図 6: RC スナバの適用により図 5 に比べて大幅に減衰されたリンギング (2 層基板 裏面は プレーン ) 図 5 と図 6 で 結果を分析しています このスナバが有効であるのは計測したリンギング周波数に対してであり 入力および出力パラメータによってこの状況が変わる可能性がある事に注意が必要です 入力電圧または負荷電流が変われば より大きなノイズが観測されます 従って 最大の減衰効果が得られるのはどこかを把握しておく事が重要です 図 8 に示す通り RC スナバ回路はコンバータの効率をわずかに低下させます R BOOST 抵抗の使用 前述の通り N-MOS ドライバのバイアスは 外付け のブーストコンデンサ (C BOOST 図 参照 ) によって生成し そのエネルギはコンバータの出力電圧から供給されます 高周波ノイズを低減する効果的な方法として ブーストコンデンサと直列に抵抗 (R BOOST ) を追加する方法があります この方法は コンバータの効率を約 % 低下させますが ( 図 8 参照 ) システム全体のノイズを大幅に低減できるため 妥当なトレードオフといえます R BOOST は 内蔵 MOSFET のターンオンを緩慢にする事で スイッチング信号 (SW ピン 図 参照 ) のスルーレートを低減します 47 ~ 00 程度が適当です 図 7 に ノイズを最小化するために改良 (RC スナバ回路と R BOOST を追加 ) した全回路図を示します D VIN = 2V J VIN J3 N448WS R5 C VOUT = 5V C2 0uF C3 0uF R M 5 VIN 4 EN BOOST 2 MCP630 U 82 SW 6 VFB 3 R3 4.7 C7 20p 0.uF L D2 MBRA40T3G 22uH/5A R2 52.3k R4 0k C6 dnp C4 0uF C5 0uF J2 VOUT J4 図 7: RC スナバ回路 (R3-C7) と R BOOST (R5) を使った低ノイズ 2 V/5 V 降圧型コンバータ 203 Microchip Technology Inc. DS0466B_JP - p.5

6 AN466 RC スナバ回路と R BOOST が効率に与える影響 高周波ノイズ除去のための部品は いずれもコンバータの効率を低下させます このため ノイズ低減と効率どちらかについて妥協を必要とする場合があります 図 8 に これらの部品の影響を示します データは 低 ESR のインダクタを搭載した MCP630 高性能低ノイズ 5 V 出力降圧型コンバータの評価用ボードによって収集しました Efficiency (%) 図 8: Vin=2V, no RC Snubber, no RBoost Vin=24V no RC Snubber, no RBoost 60 Vin=2V, RC Snubber, no RBoost Vin=24V, RC Snubber, no RBoost 50 Vin=2V, Snubber, RBoost Vin=24V, Snubber, RBoost I OUT (ma) MCP630 - RC スナバ回路と R BOOST による効率の比較 電磁界放射の低いインダクタの使用 ノイズ 特に放射ノイズを低減するもう つの方法が 電磁界の放射を防ぐためにシールド付きインダクタを使うやり方です インダクタのタイプによって その電磁界放射パターンは異なります インダクタとそのパラメータを選定する前に 磁気ドラムコアを確認します しっかりと磁気シールドされた本体構造を持つインダクタを選びます インダクタメーカーは様々なインダクタを提供しています 一般に小型で低 ESR のシールド付きインダクタは より高価です 例えば コイルクラフト社の XLP シリーズインダクタは XFL または XAL インダクタに比べてより大きな電磁界を放射します XAL シリーズは MCP630 と一緒に使うのに適しています XAL6060 は最大電力における放射ノイズを最小化します 適切な PCB 設計の実践 高周波スイッチング電源コンバータアプリケーションにおいて 適切な PCB 設計は重要なステップです MCP630 に関するマイクロチップ社の資料は 高性能のカスタム基板設計時に良い手引きとなるでしょう 低ノイズの実現には 適切な部品配置および配線が不可欠です 2 層基板の場合 ノイズを低減するには以下の点に注意します 入力コンデンサ 出力コンデンサ 整流用ショットキーダイオードの パッドを互いに近づけて配置する SWノードのトレースは短く ベタ面積も小さくする 帰還検出抵抗はノイズの多い領域から離し FB ピンの近くに配置する帰還の下側抵抗はそのパッドに近いビアを使って裏面 プレーンに接続する 出力電圧の検出信号はノイズの多い領域を迂回したトレースによって V OUT 端子の近くに配線する 2 層基板を使う場合 RC スナバと R Boost 抵抗によってノイズを低減できる事を思い出してください Note: 4 層基板の使用 2 層基板の例は MCP630 High-Voltage Buck Converter 600 ma Demo Board User s Guide (DS5978) に記載されています スイッチング電源の高周波ノイズを中程度のコストで減衰する方法は 4 層基板を使う事です 適切なレイアウトでは 最上層のすぐ下の中層 と最下層の 2 つの プレーンを使います レイアウトのコツは SW ノードを他のノードとは分けて 2 つの プレーンに挟まれた中層 2 に配線する事です こうする事で スイッチングノイズをあらかた取り除く事ができます 入出力電圧信号 出力からブーストピンへのバイアス信号は 最上層に配線します 帰還検出信号のトレースは 出力コネクタを起点として 最下層に配線する必要があります 図 9 に 低ノイズ 2 V/5 V 降圧型コンバータ ( 図 7) の最上層を示します 図 0 に示した中層 2 では SW ノードを小面積のベタとして配線しています 詳細は MCP630High-Performance Low-Noise 5V Output Buck Converter Evaluation Board User s Guide [2] を参照してください DS0466B_JP - p Microchip Technology Inc.

7 AN466 MCP630 高性能低ノイズ 5 V 出力降圧型コンバータ評価用ボードでテストを実施した結果 高周波ノイズの著しい低減が見られました 負荷 00 ma と入力 2 V の場合 出力のリップルとノイズは 30 mv 未満です ( 図 ) 図 9: MCP630 高性能低ノイズ 5 V 出力降圧型コンバータ評価用ボード (ADM00433) の最上層 図 : MCP630 評価用ボードの出力リップルとノイズ (2 V 入力 5 V/00 ma 出力 ) 図 0: 評価用ボードの中層 2: 中層 の プレーンと最下層の プレーン間に SW ノードを小面積のベタとして配線しています 203 Microchip Technology Inc. DS0466B_JP - p.7

8 AN466 結論 MCP630 の出力リップルは小さく 給電される負荷の大部分で問題になりません しかし 高速のスイッチングエッジから発生する高周波ノイズが 高周波降圧型コンバータでよく見られる問題を生じさせる場合があります このようなノイズが問題となる場合 以下の手段の つまたは全てを適用する事で低減できます 簡単な RC スナバ回路または R BOOST 抵抗 高性能のシールド付きインダクタ 小容量 SMD (0805/0603 タイプ ) 出力セラミックコンデンサ 適切な PCB 設計 参考文献 [] MCP630 データシート スイッチ内蔵高電圧入力降圧型レギュレータ Microchip Technology Inc. DS [2] MCP630 High-Performance Low-Noise 5V Output Buck Converter Evaluation Board User s Guide Microchip Technology Inc. DS [3] MCP630 High-Voltage Buck Converter 600 ma Demo Board User s Guide Microchip Technology Inc. DS [4] MCP ma D 2 PAK Demo Board User s Guide Microchip Technology Inc. DS DS0466B_JP - p Microchip Technology Inc.

9 マイクロチップ社製デバイスのコード保護機能に関して以下の点にご注意ください マイクロチップ社製品は 該当するマイクロチップ社データシートに記載の仕様を満たしています マイクロチップ社では 通常の条件ならびに仕様に従って使用した場合 マイクロチップ社製品のセキュリティレベルは 現在市場に流通している同種製品の中でも最も高度であると考えています しかし コード保護機能を解除するための不正かつ違法な方法が存在する事もまた事実です 弊社の理解では こうした手法はマイクロチップ社データシートにある動作仕様書以外の方法でマイクロチップ社製品を使用する事になります このような行為は知的所有権の侵害に該当する可能性が非常に高いと言えます マイクロチップ社は コードの保全性に懸念を抱いているお客様と連携し 対応策に取り組んでいきます マイクロチップ社を含む全ての半導体メーカーで 自社のコードのセキュリティを完全に保証できる企業はありません コード保護機能とは マイクロチップ社が製品を 解読不能 として保証するものではありません コード保護機能は常に進歩しています マイクロチップ社では 常に製品のコード保護機能の改善に取り組んでいます マイクロチップ社のコード保護機能の侵害は デジタルミレニアム著作権法に違反します そのような行為によってソフトウェアまたはその他の著作物に不正なアクセスを受けた場合 デジタルミレニアム著作権法の定めるところにより損害賠償訴訟を起こす権利があります 本書に記載されているデバイスアプリケーション等に関する情報は ユーザの便宜のためにのみ提供されているものであり 更新によって無効とされる事があります お客様のアプリケーションが仕様を満たす事を保証する責任は お客様にあります マイクロチップ社は 明示的 暗黙的 書面 口頭 法定のいずれであるかを問わず 本書に記載されている情報に関して 状態 品質 性能 商品性 特定目的への適合性をはじめとする いかなる類の表明も保証も行いません マイクロチップ社は 本書の情報およびその使用に起因する一切の責任を否認します 生命維持装置あるいは生命安全用途にマイクロチップ社の製品を使用する事は全て購入者のリスクとし また購入者はこれによって発生したあらゆる損害 クレーム 訴訟 費用に関して マイクロチップ社は擁護され 免責され 損害を受けない事に同意するものとします 暗黙的あるいは明示的を問わず マイクロチップ社が知的財産権を保有しているライセンスは一切譲渡されません 商標マイクロチップ社の名称とロゴ Microchip ロゴ dspic FlashFlex KEELOQ KEELOQ ロゴ MPLAB PIC PICmicro PICSTART PIC 32 ロゴ rfpic SST SST ロゴ SuperFlash および UNI/O は 米国およびその他の国におけるマイクロチップ テクノロジー社の登録商標です FilterLab Hampshire HI-TECH C Linear Active Thermistor MTP SEEVAL Embedded Control Solutions Company は 米国におけるマイクロチップ テクノロジー社の登録商標です Silicon Storage Technology は 他の国におけるマイクロチップ テクノロジー社の登録商標です Analog-for-the-Digital Age Application Maestro BodyCom chipkit chipkit ロゴ CodeGuard dspicdem dspicdem.net dspicworks dsspeak ECAN ECONOMONITOR FanSense HI-TIDE In-Circuit Serial Programming ICSP Mindi MiWi MPASM MPF MPLAB Certified ロゴ MPLIB MPLINK mtouch Omniscient Code Generation PICC PICC-8 PICDEM PICDEM.net PICkit PICtail REAL ICE rflab Select Mode SQI Serial Quad I/O Total Endurance TSHARC UniWinDriver WiperLock ZENA および Z-Scale は 米国およびその他の国におけるマイクロチップ テクノロジー社の商標です SQTP は 米国におけるマイクロチップ テクノロジー社のサービスマークです GestIC および ULPP は マイクロチップ テクノロジー社の子会社である Microchip Technology Germany II GmbH & Co. & KG 社の他の国における登録商標です その他 本書に記載されている商標は各社に帰属します 203, Microchip Technology Incorporated, All Rights Reserved. ISBN: マイクロチップ社では Chandler および Tempe ( アリゾナ州 ) Gresham ( オレゴン州 ) の本部 設計部およびウェハー製造工場そしてカリフォルニア州とインドのデザインセンターが ISO/TS-6949: 2009 認証を取得しています マイクロチップ社の品質システムプロセスおよび手順は PIC MCU および dspic DSC KEELOQ コードホッピングデバイス シリアル EEPROM マイクロペリフェラル 不揮発性メモリ アナログ製品に採用されています さらに 開発システムの設計と製造に関するマイクロチップ社の品質システムは ISO 900:2000 認証を取得しています 203 Microchip Technology Inc. DS0466B_JP - p.9

10 各国の営業所とサービス 北米本社 2355 West Chandler Blvd. Chandler, AZ Tel: Fax: 技術サポート : support URL: アトランタ Duluth, GA Tel: Fax: ボストン Westborough, MA Tel: Fax: シカゴ Itasca, IL Tel: Fax: クリーブランド Independence, OH Tel: Fax: ダラス Addison, TX Tel: Fax: デトロイト Farmington Hills, MI Tel: Fax: インディアナポリス Noblesville, IN Tel: Fax: ロサンゼルス Mission Viejo, CA Tel: Fax: サンタクララ Santa Clara, CA Tel: Fax: トロント Mississauga, Ontario, Canada Tel: Fax: アジア / 太平洋アジア太平洋支社 Suites , 37th Floor Tower 6, The Gateway Harbour City, Kowloon Hong Kong Tel: Fax: オーストラリア - シドニー Tel: Fax: 中国 - 北京 Tel: Fax: 中国 - 成都 Tel: Fax: 中国 - 重慶 Tel: Fax: 中国 - 杭州 Tel: Fax: 中国 - 香港 SAR Tel: Fax: 中国 - 南京 Tel: Fax: 中国 - 青島 Tel: Fax: 中国 - 上海 Tel: Fax: 中国 - 瀋陽 Tel: Fax: 中国 - 深圳 Tel: Fax: 中国 - 武漢 Tel: Fax: 中国 - 西安 Tel: Fax: 中国 - 厦門 Tel: Fax: 中国 - 珠海 Tel: Fax: アジア / 太平洋インド - バンガロール Tel: Fax: インド - ニューデリー Tel: Fax: インド - プネ Tel: Fax: 日本 - 大阪 Tel: Fax: 日本 - 東京 Tel: Fax: 韓国 - 大邱 Tel: Fax: 韓国 - ソウル Tel: Fax: または マレーシア - クアラルンプール Tel: Fax: マレーシア - ペナン Tel: Fax: フィリピン - マニラ Tel: Fax: シンガポール Tel: Fax: 台湾 - 新竹 Tel: Fax: 台湾 - 高雄 Tel: Fax: 台湾 - 台北 Tel: Fax: タイ - バンコク Tel: Fax: ヨーロッパオーストリア - ヴェルス Tel: Fax: デンマーク - コペンハーゲン Tel: Fax: フランス - パリ Tel: Fax: ドイツ - ミュンヘン Tel: Fax: イタリア - ミラノ Tel: Fax: オランダ - ドリューネン Tel: Fax: スペイン - マドリッド Tel: Fax: イギリス - ウォーキンガム Tel: Fax: /29/2 DS0466B_JP - p Microchip Technology Inc.