第8章　レーダーシステム

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つかささわなか
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1 第 8 章レーダーシステム情報学研究科通信情報システム専攻 M1 深尾研究室岸豊久

2 レーダーシステムレーダー方式コヒーレントレーダー連続波 (CW) レーダー送信位相情報制御の有無送信信号変調方式の違いパルスレーダー無変調レーダー送信波位相変調の有無周波数変調レーダー (FM-CW) ノンコヒレントレーダーパルスレーダー

3 FM-CW レーダー (1) r TM cf 2F r 対象標的までの距離はで表される気象や大気の観測で用いる場合は F およびははそれぞれ 10MHzおよび 10 3 s の桁である = T M

4 FM-CW レーダー (2) ドップラー周波数 ( 標的がレーダーに近づく場合 ) fb(up) + fb fr = 2 ( 送信周波数増加時 ) fb(up) = fr f 周波数変化 d fb (down) f ( 送信周波数減少時 ) fd = 2 f b(down) = f r + f d (down) b(up) ドップラー周波数

5 FMC-W レーダーのパルスレーダーと比べての利点距離分解能がパルスレーダーではパルス幅によって決まるが FM-CW レーダーでは周波数変化によって決まる周波数帯域 F を広げる事によって FM-CW レーダーでは距離分解能が上げられる FM-CW レーダーは送信波として連続波を使用するためパルスレーダーのように高い送信出力がなくても所望の信号雑音比 (SNR) を得ることができる以上より航空機や衛星の高度計などの使用例が多い

6 パルスレーダー特徴高周波信号を一定時間ごとにパルス送信送受信の時間差から距離がわかる主に気象レーダー大気レーダー

7 レーダーの受信電力孤立型標的 ( 航空機など ) 受信電力は距離の 4 乗に逆比例して小さくなる分布型標的分反射標的 ( 降水や雲霧など ) 受信電力は距離の 2 乗に逆比例して小さくなる電波の途中経路での減衰大気による減衰 ( 酸素による吸収水蒸気 ) [ 式 6.57 と 6.58 参照 ] 水滴による減衰 ( 雲降水 ) 実際の受信電力はこれらの減衰量の総和を減じた値 [ 式 6.60 参照 ] 3 次元的な広がりを持つ現象雨滴雲粒 ( 気象レーダー ) 大気乱流 ( 大気レーダー ) 3 次元的なアンテナ走査で散乱電波を受信対象とする現象の観測上の違いから気象レーダーと大気レーダーではアンテナ走査空間とアンテナ走査方式に違い

8 気象レーダーのアンテナ走査アンテナ開口径 1 から数レーダービーム幅約 0.3 度から 2 度全天走査可能ビーム幅がせまいため地形反射や海面反射の影響小アンテナ走査の例

9 大気レーダーのアンテナ走査送信周波数帯域は 50MHz~1GHz アンテナ開口径は 50MHz で 100 1GHz で数アンテナ開口径や観測時間により全天走査しにくいビーム幅が広いため地形反射や海面反射の影響大アンテナ面は固定電子走査によるレーダービーム方向変化一般的にはフェーズドアレー方式ビームの走査方向を瞬時に変更複数ビームによる同時観測可

10 レーダーアンテナアンテナの種類パラボナアンテナ気象レーダー平面アレーアンテナ大気レーダーレドーム気象レーダーをドームで保護レーダーアンテナのパラメータ近傍界と遠方界アンテナ開口部から順に近傍界フレネル領域遠方界アンテナ利得とビーム幅アンテナ利得特定方向への電力集中放射の度合ビーム幅電力が最大値の半分 (3dB 低下 ) となる時の角度幅 ( 電力半値幅 )

11 パラボナアンテナ反射鏡を用いた高利得でビーム幅を絞ったアンテナ

12 レドームレドーム (radoe; radar doeの合成語 ) 風雨からアンテナを覆う保護機構のことレドームの種類縦割りの殻で構成水平偏波と垂直偏波の散乱特性が不均一のため二重偏波レーダーでは用いず金属製三角形の枠で構成水平偏波と垂直偏波の散乱特性が均一のため二重偏波レーダーでも使用可能六角形のパネルで構成散乱特性が均一空港気象ドップラーレーダー

13 アレーアンテナ複数の素子を規則的に配置各素子から電波を放射直線アレーアンテナ平面アレーアンテナ円形アレーアンテナ各素子に給電する位相を制御フェーズドアレーアンテナ

14 直線アレーアンテナ放射パターン F ( θ ) = 素子アンテナ間の位相差 g ( θ ) N 1 = 0 I e jδ δ = kd sinθ アレーファクター N=20としたとき E kd δ kd a N 1 ( θ ) = = 2πd λ 0 I e jδ 2πd δ λ δ 2πとなる領域ではグレーティングローブと呼ばれる大きい放射が δ = ±2sπ の方向に生じる

15 直線アレーアンテナのビーム走査 θ = θ の方向で同相となるようにした時 0 番目の素子の位相差アレーファクター主ビームの最大走査角アレーアンテナの合成放射パターンパターン乗積の理 φ = kd sinθ 0 ( 共相 ) Nkd sin (sinθ sinθ0) = 2 E a kd sin (sinθ sinθ0) 2 d 1 < λ 1+ sinθ0ax + sinθb グレーティングローブ発生を抑える Nkd sin (sinθ sinθ0) = 2 F( θ ) g( θ ) kd sin (sinθ sinθ0) 2

16 平面アレーアンテナ M 行 N 列の平面アレーの場合アレーファクター δ δ = kd x = n kd y E 素子アンテナの配置 a sinθcosφ sinθcosφ ( θ, φ) = M 1 N 1 = 0 n= 0 I n e j( δ + nδ ) n

17 アレーアンテナの形状両者の用途 : 主ビーム形状やサイドローブの回転対象性を重視する場合は円形アレー配置の容易さを重視する場合は正方形アレーとるすことが多い

平面アレーアンテナの移送器の配置の仕方 1 各行各列にそれぞれ1 台の移相器計 M+N 台の移相器を取り付ける

18 移相器と給電系番目の素子アンテナの位相遅れは kd sinθ 0 この位相遅れを各素子アンテナの設定を行えば主ビームを所望の方向に走査できるフェーズドアレーの給電系平面アレーアンテナの移送器の配置の仕方 1 各行各列にそれぞれ1 台の移相器計 M+N 台の移相器を取り付ける主ビームの走査面はx 軸方向またはy 軸方向に限られる 2 全素子アンテナに移相器を取り付ける計 M N 個の移相器を要するが主ビームの励振範囲内の空間の任意の方向を走査することが可能アクティブフェーズドアレーレーダー

19 アンテナ放射パターン測定アンテナの可逆性から一般に受信モードで測定される気象レーダー遠方界領域に置かれた送信機からの信号を受信し受信強度変化から放射パターンを求める大気レーダー天体を利用する方法 ( 電波星太陽電波月面反射 ) 位置を精密に計算できる上測定の再現性も良いが走査方向に制限がありSNRも低いためサイドローブの測定は難しい飛翔体による方法 ( 航空機や人工衛星 ) 人工衛星を用いた場合初期コスト高いが長期間に渡って低仰角サイドローブまで繰り返し測定できる

20 送受信システム送信機気象レーダーの送信機構成大気レーダーの送信機構成パルス圧縮受信機

21 送信機送信機性能の主要なパラメータ送信周波数送信出力 P t 送信パルス幅パルス繰り返し周波数送信デューティー比時間平均送信電力 f τ f p R d = P = R t 気象レーダーは単一のアンテナから大電力の送信パルスを連続的に送出最終段の増幅器に大電力の増幅管を用いる大気レーダーは平面アレーアンテナで構成個々の素子からパルス電波を空間合成大電力の送信信号を生成 τ T P d t

22 気象レーダーの送信機構成 MOPA 方式クライストロンジャイロクライストロンマグネトロン

23 MOPA 方式の送信機コヒーレント信号を生成できないマグネトロンの代わりに用いる ( 背景に世界的な無線ラン需要 ) クライストロンは高出力高効率高利得出力と周波数の調整が容易でマグネトロンに比べて数倍以上の長寿命

24 クライストロンジャイロクライストロンクライストロン電子ビームに速度変調を与えることで増幅作用を生むジャイロクライストロン相対論効果による電子の質量変化を利用しクライストロンと同様の増幅作用によって大出力の送信波を得るクライストロンは電子ビームの縦方向の速度成分を用いて増幅ジャイロクライストロンは横方向を用いて増幅ジャイロクライストロンでは電子ビームはスパイラル状に進むそのためミリ波帯やサブミリ波帯での応用

25 マグネトロン磁場の作用で電子軌道を円形に曲げて円形軌道上で集群作用を起こさせ増幅作用を得るデジタル位相参照方式信号処理段階で送信パルスごとにリアルタイムのデジタル処理により初期位相を参照する方式ミリ波帯でもリアルタイムで簡易なコヒーレント処理が可能

26 マグネトロンレーダーのドップラー観測範囲の確保問題マグネトロンレーダーではデゥーティ比の制約からパルス繰り返し周波数を上げることができずドップラー観測で折り返しを生じない最大速度を大きくすることが出来ないためドップラー観測範囲を十分確保することが出来ない対処方法ダブルパルス送信しかしこの方式では FFT などによるスペクトル解析は出来ない

27 大気レーダーの送信機構成大気レーダーは送受信モジュールを用いて送信信号を生成するアクティブフェーズドアレーレーダーが一般的送受信モジュールは電力増幅器受信機移相器送受切替器制御回路等で構成

28 パルス圧縮距離分解能とピーク電力を変えることなく SNR を向上させる手法変調送信パルスを用いて受信時に復調を施して狭いパルス幅と同等の受信信号距離分解能とピーク電力を変えることなく等価的にパルス内に含まれる全電力を短い時間帯に集中させることができるパルス圧縮の原理 1. 送信信号に変調を施した広いパルス幅信号を生成し変調信号は自己相関関数がデルタ関数に近い擬似ランダム信号をもちいる 2. 受信時に検波信号と送信変調信号の相互相関を取ることで復調

29 周波数変調方式周波数変調方式パルス幅 T の送信信号に周波数変調を行うことでパルス圧縮する方式復調信号 f ( t) = TΔf パルス圧縮比 sinπδft πδft ピーク送信出力が T /τ p = TΔf に増大したと同等倍

30 符号変調方式符号変調方式離散値を取る符号列で離散位相変調を行うことでパルス圧縮する方式受信時に検波出力と変調符号系列の相互相関を取ることで復調 N k 自己相関関数 φ( k) = i= 1 X i X i + k k = ( N 1) ~N 1 2 値符号列の自己相関関数は完全なインパルス関数とならないためほかの時間領域に符号サイドローブと呼ばれる漏れ出しが生じる抑圧する方法バーカー符号相補系列符号擬似バーカー符号

31 各種符号列バーカー符号自己相関関数がタイムラグ 0 で N それ以外は 0 ±1 φ ( k ) 相補系列符号を満たす 2 種類の長さの等しく逆符号で符号サイドローブを打ち消す符号列送信周波数が比較的低い大気レーダーによる対流圏や成層圏の観測のように相関時間が長い受信信号が得られる場合に適している擬似バーカー符号 1 バーカー符号でサイドローブの最大値を ±2 まで拡張

32 パルス圧縮時の欠偶領域欠偶領域レーダーアンテナからパルス幅に相当する距離までは送信波と散乱信号が混在するため復調時に複合ができない領域欠偶領域ではパルス圧縮処理を行っても圧縮比に対応する利得が得られないだけでなく不要なレンジサイドローブが生じるスパノ符号欠偶領域で復号可能にするための相補系列符号を拡張した符号列下部対流圏レーダーや境界層レーダーを中心に多く採用

33 受信機 RF 増幅器受信方式受信機の最適設計位相検波回路受信機の基本構成

34 RF 増幅器受信方式 RF 増幅器受信機では受信機内部で発生する雑音の低減が重要標的からの散乱信号が弱いと散乱信号が雑音信号に埋もれてしまい検出不可受信機の最適設定はSNRを高くする RF 入力の初段増幅器の雑音指数を低減するために低雑音増幅器を用いる低雑音増幅器の役割 : 代表的な増幅器 HEMT GaAs FET MES FET トランジスタ MMIC 受信後の極めて微弱な RF 信号を極力雑音を増加させずに増幅させる事

35 受信方式受信方式スーパーヘテロダイン方式利点 : IFで増幅することでRFで行うよりも低コストで安定フィルター動作の簡易化送信周波数変える際 IF 段のフィルターに影響なし気象レーダー : 大気レーダー : ダブルスーパーヘテロダイン方式 ( 二段の中間周波数変換を行う ) シングルスーパーヘテロダイン方式他の方式 : 直接検波方式超再生方式

36 受信機の最適設計 IF 段階で受信機の特性を決める重要パラメーター中心周波数通過周波数帯域幅増幅利得ダイナミックスレンジ損失受信機バンド幅にの制限に伴う損失整合フィルターに方形パルスを通す場合の損失は 1.8dB フィルターの不整合による損失実際には近似的なフィルターで構成することが多くフィルターの不整合による損失が通常 0.5dB 合計損失は 2.3dB と見込んでおく必要あり

位相検波回路受信信号から振幅位相の情報を抽出する手順は位相検波で実現されるアナログ IQ 検波方式 : IF に変換された受信信号を 2 系統に分配され同期位相検波に入力し得られた I Q の二種類の検波後のアナログビデオ信号を A/D 変換し以降の信号処理を行う方式

37 位相検波回路受信信号から振幅位相の情報を抽出する手順は位相検波で実現されるアナログ IQ 検波方式 : IF に変換された受信信号を 2 系統に分配され同期位相検波に入力し得られた I Q の二種類の検波後のアナログビデオ信号を A/D 変換し以降の信号処理を行う方式デジタル IQ 検波方式 : IF に変換された受信信号を直接 A/D 変換しデジタルフィルターにより I Q の各信号に分離以降の信号処理を行う方式デジタル IQ 検波方式ではデジタルソフトウェアを用いることで IQ 検波の精度がアナログ IQ 検波方式より大きく改善

38 デジタル信号処理システム信号処理プロセス不要信号の除去 A/D 変換スペクトル解析窓関数 DFT のパラメータ

39 気象レーダーの信号処理信号処理プロセス 1. IQ 信号をもとに近隣レーダーによる干渉波除去自レーダーの受信信号のみを選り分ける前置処理 2. 2 次エコーの識別抑圧する処理 3. 地形反射信号を除去する処理 4. FFT IFFTを用いたスペクトル解析 5. 平均ドップラー速度速度幅を算出 6. エコー強度レーダー反射因子から降水強度を算出

40 大気レーダーの信号処理信号処理プロセス 1. パルス圧縮 2. コヒーレント積分受信機雑音抑圧 3. FFTを用いたスペクトル解析 4. インコヒーレント積分 ( 周波数スペクトラムの平滑化 ) 5. 雑音レベルスペクトルパラメータ推定 6. スペクトル処理に基づく干渉波および地形反射信号の除去処理 7. 平均ドップラー速度速度幅エコー強度高度プロファイル作成

41 不要信号の除去 2 次エコーの抑圧グランドクラッター除去航空機などによる散乱信号の除去気象レーダー当初時間領域で不要信号除去処理が行われていたがデジタル処理技術の進歩により最近では周波数領域で除去大気レーダー周波数領域で不要信号除去最尤法最大エントロピー法

42 2 次エコーの除去番目の送信パルスに対する受信信号位相補正すると FFT を行うことで 1 次エコー成分だけ抽出 2 次エコー成分のスペクトルは拡散実際は 2 次エコーの拡散により見かけの雑音が増加し 1 次エコーに対する SNR が劣化するそれをさけるため 2 次エコースペクトルを抽出抑圧した後逆フーリエ変換で時間領域の信号に変換し 1 次エコーに着目して再度 FFT を行う N V V V + + = 2 1 j j j j e N e V e V e V Φ Φ Φ Φ + + = 2 1 j j s s j e N e V V e V Φ Φ Φ Φ + + = ) ( 2 1 1

43 グランドクラッター除去散乱信号除グランドクラッター除去通常はドップラー速度が 0 近辺のスペクトルを除去しかしグランドクラッターと分離できない場合多い最尤法でフィッティングして除去する方法も [Law et al., 1994] 信号処理ハードウェアの処理速度向上でリアルタイム処理航空機などによる散乱信号の除去航空機エコーが混在する速度スペクトルはスペクトル解析結果が時間高度で連続しないことから容易に識別除去可能渡り鳥エコーも測定されることもあるが除去するアルゴリズムが既に実用化されている

44 A/D 変換ダイナミックレンジ最小ビット幅最大ダイナミックレンジ量子化雑音 2 2 量子化誤差によって発生する雑音電力 x 1 A/D 変換による信号対雑音比の劣化 D r Δ ax = = Vo p N 20log V o p 3 Δ / x Δ = σ = x p( x) dx = = 3Δ Δ / 2 I SN = Δ σ n Δ 2 12

45 スペクトル解析窓関数 DFT パラメータ FFT( 高速フーリエ変換 ) 小さな基数点数で DFT を行うアルゴリズム DITFFT と DIFFFT の 2 種類のアルゴリズムがある窓関数離散的なデータを用いる DFT でスペクトルに生じるひずみを抑えるために施される方形窓ハニング窓ハミング窓ブラックマン窓 DFT パラメータ周波数分解能と周波数帯域幅の関係式 Δf 2W M B

資料1-5 5GHz帯におけるレーダーの概要

資料1-5 5GHz帯におけるレーダーの概要 RA- 報 -15 030 気象レーダー概要説明 2015 年 12 月 11 日目次 1. 気象レーダーの原理 2. 気象レーダーの運用 3. 送信装置の固体化技術 4. 固体化気象レーダーの送信諸元 1 1. 気象レーダーの原理 2 気象レーダーの降雨観測レーダー方程式気象エコー送信信号受信信号 Pt Pr 距離及び大気により送信信号が減衰する距離及び大気により反射した信号が減衰する

第8章 レーダーシステム

第8章　レーダーシステム