1. まえがきマラソンや駅伝などの中継番組では, 移動中継車から映像や音声などの番組素材を伝送するために,FPUと呼ばれる無線伝送システムが用いられるこれまでNHK は, 放送の高画質化や国の施策である周波数移行に合わせて, 画質と回線信頼性を向上させるFPUの開発を行ってきた 199 年代後半

Size: px

Start display at page:

Download "1. まえがきマラソンや駅伝などの中継番組では, 移動中継車から映像や音声などの番組素材を伝送するために,FPUと呼ばれる無線伝送システムが用いられるこれまでNHK は, 放送の高画質化や国の施策である周波数移行に合わせて, 画質と回線信頼性を向上させるFPUの開発を行ってきた 199 年代後半"

いとはありはら
5 years ago
Views:

1 4 移動中継用 1.2GHz/2.3GHz 帯スーパーハイビジョン FPU の実現に向けた無線伝送技術光山和彦伊藤史人鵜澤史貴居相直彦 Wireless Transmission Technology for 1.2-GHz/2.3-GHz-band Mobile SHV-FPU Kazuhiko MITSUYAMA, Fumito ITO, Fumiki UZAWA and Naohiko IAI 要約 ABSTRACT スーパーハイビジョン (4K 8K) の映像素材を移動しながら無線伝送することができる次世代の 1.2GHz/2.3 GHz 帯 FPU(Field Pick-up Unit) の研究開発を進めている従来型のFPUシステムは, 単方向通信で伝送レートは一定であり, 中継コースの大部分が良好な伝搬路であっても, 一部の厳しい伝搬路で伝送が途切れないように, 十分な伝送マージンを確保して運用する必要があるこの伝送マージンの確保が, 伝送レート拡大に向けた課題となっていたそこで,FPU に双方向通信機能を導入し, 伝搬路状況に応じて送信パラメーターを適応的に制御する高効率な無線伝送システムの研究開発を進めた本稿では, 送受信ビームを制御する SVD(Singular Value Decomposition)-MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 方式や, 誤り訂正の符号化率を適応的に変更するレートマッチング技術の FPUシステムへの適用について述べるさらに, スーパーハイビジョン FPU で想定される伝搬環境において提案システムを用いた場合の伝送特性を, 計算機シミュレーションで評価した結果について述べる We are conducting research on the next-generation 1.2-GHz/2.3-GHz-band mobile field pick-up unit (FPU) system that can wirelessly transmit Super Hi-Vision (SHV) video materials. The conventional one-way and constant transmission-rate FPUs have been operated with an excess transmission margin to avoid signal outage in poor channel conditions. However, ensuring the excess transmission margin suppresses the enhancement in transmission rate. This report describes research and development on a highly-efficient wireless transmission system that adaptively controls transmit parameters depending on channel conditions by incorporating a bidirectional function in the system. Singular value decompositionmultiple-input multiple-output (SVD-MIMO) and rate matching techniques that adaptively control transmit/receive beams and error correcting code rate respectively, were applied to the next-generation FPU. Transmission performances under the channel conditions we assumed were evaluated in computer simulations. 54 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

2 1. まえがきマラソンや駅伝などの中継番組では, 移動中継車から映像や音声などの番組素材を伝送するために,FPUと呼ばれる無線伝送システムが用いられるこれまでNHK は, 放送の高画質化や国の施策である周波数移行に合わせて, 画質と回線信頼性を向上させるFPUの開発を行ってきた 199 年代後半には, ハイビジョン映像素材をマルチパス環境で移動伝送できるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方式の7MHz 帯デジタルFPU 1)2) を開発したまた,7MHz 帯からl.2GHz / 2.3GHz 帯への周波数移行においては, 伝送レートと回線信頼性をさらに向上させる2 送信 2 受信 (2 2) の STTC(Space-Time Trellis Codes) 3) -MIMO 方式を開発し 4)5),216 年度の京都駅伝中継番組で初めて運用した一方, 超高精細映像による次世代の放送サービスであるスーパーハイビジョン ( 以下,4K 8K) は,216 年に試験放送が開始され,218 年には実用放送が開始される予定であり, 現在,4K 8K 番組制作関連設備の開発整備が急速に進められている移動中継用 FPUシステムについても, ロードレース中継を4K 8Kで実現するために, 伝送レートと回線信頼性をさらに向上させることが求められているロードレースなどの移動中継では, 走行コースが事前に決まっているため, 移動局から送信された無線信号を良好に受信できるように基地局とアンテナが配置されるただし, 単方向通信で伝送レートが一定の従来型 FPUシステムでは, ロードレースの中継コースの大部分が良好な伝搬路であっても, 建物の遮蔽などで一時的に受信電力が大きく低下するような一部の厳しい伝搬路での伝送破綻を避けるために, 変調多値数や誤り訂正の符号化率を下げて十分な伝送マージンを確保する必要があったこの伝送マージンの確保が, 伝送レート拡大に向けた課題となっていたそこで今回,FPUに時分割複信 (TDD:Time Division Duplex) による双方向通信機能を導入し, 伝搬路状況に応じて送信パラメーターを適応的に制御することで, 周波数利用効率を大幅に向上させる適応送信制御 MIMO-OFDMシステムの研究開発を開始した本稿では, 送受信ビームの制御により, 互いに干渉しない仮想的な直交伝搬路 ( 固有モード ) を形成する4 4 SVD(Singular Value Decomposition)-MIMO-OFDM 方式のFPUへの適用を検討し, 想定される伝搬環境における伝送特性を従来のFPUと計算機シミュレーションで比較した評価結果について述べるまた, 厳しい環境での伝送破綻を防ぐために, 誤り訂正符号の符号化率を適応的に変更するレートマッチング 6)7) を適用した場合の検討結果について報告する 2. 従来方式の概要 2. 1 SISO-OFDM 方式 ARIB STD-B33 2) で標準化されたSISO(Single-Input Single-Output)- OFDM 方式のブロック図を1 図 (a) に示す誤り訂正符号は拘束長 7の畳み込み符号が用いられ,OFDM 変復調処理後に受信側で軟判定値によるビタビ復号が行われる 7MHz 帯の電波を利用した従来のロードレース中継において, 帯域幅 18MHz(9MHz 2チャンネル ), 変調多値数 32QAM, 符号化率 R =.5で運用する場合は, TS(Transport Stream) *1 レートは約 27.5Mbpsとなるまた, 帯域幅 18MHz, 変調多値数 64QAM, 符号化率 R =.83の場合,TSレートは約 55Mbps(ARIB STD-B33 で規定される最大レート ) となるただし, ロードレース中継などの伝送路が時間的に大きく変動する移動環境では, 伝送耐性を高めるために, 変調多値数や符号化率を下げて運用されてきた STTC-MIMO-OFDM 方式 ARIB STD-B57で標準化された2 2 STTC-MIMO- OFDM 方式のブロック図を1 図 (b) に示す本方式は, アンテナごとに異なる信号を送信する空間多重型の MIMO 方式ではなく, アンテナごとに異なる2つの符号化器 ( 畳み込み符号化 1,2) で符号化した同じ信号を送信する時空間符号型のMIMO 方式である受信側では, 送信信号のレプリカと受信信号の間のメトリック *2 を計算し, ビタビ復号による最尤系列推定を行う送信アンテナ数と受信アンテナ数の増加分を冗長系として利用することで, ダイバーシティー効果により回線信頼性を向上させることが可能となる変調多値数は,MIMO 方式では最大で16QAM が規定されており,1.2GHz/2.3GHz 帯のフルモード ( 帯域幅 18MHz) で運用する場合, 最大 TSレートは約 44Mbps となる STTC-MIMO-OFDM 方式は, 変調多値数やアンテナ素子数を増やすと最尤系列推定に必要な演算量が指数関数的に増大して装置化が困難となることから, *1 本稿では,TSパケット長は188byteとする *2 受信信号候補点と実際の受信信号点の距離を表す指標 NHK 技研 R&D/No.165/

3 1 図移動中継用 FPU のブロック図 4K 8K を見据えた大容量化には課題があるに 4 4 MIMO 伝搬路を互いに干渉しない 4 対向のストリームに分解する干渉しない各ストリーム ( 以下, 固 3. 提案方式の概要提案する適応送信制御 MIMO-OFDMシステムのブロック図を1 図 (c) に示す提案システムは, フィードバック回線のある双方向通信システムを前提としており, 本研究では, 複信方式に時分割複信 (TDD) を採用している本システムは, 主に1 4 4 SVD-MIMO- OFDM,2 適応変調と電力配分,3 ターボ符号を用いたレートマッチングの3つの要素技術で構成され, 本章で各要素技術を概説する有モードと呼ぶ ) の品質 (2 図 (b) の矢印の太さ ) は異なるが, 各固有モードの品質に合わせて, 割り当てるビット数 ( 変調方式 ) と電力を適切に配分することで, 理論的に最大の伝送効率を達成できることが知られている 8) 以下,SVD-MIMOの基本原理を説明するあるサブキャリヤーにおいて, 第 n 番目の送信アンテナから第 m 番目の受信アンテナに到達する電波の伝達関数をh m,n とした場合,MIMO 伝搬路のチャネル行列 H は, h m,n をm 行 n 列目の要素とするm n 行列で定義されるチャネル行列 Hは, 特異値分解 (SVD:Singular Value Decomposition) により, ユニタリー行列 V および U と対 SVD-MIMO-OFDM 角行列 Σ の積で次式のように表すことができる適応送信制御を行わない MIMO 伝送では,2 図 (a) に示すように互いに干渉する複数の空間多重ストリーム H=UΣV H (1) を, 受信側の受信ウェイト処理による受信ビーム制御で分離検出するただし, 空間相関の高い伝搬環境では分離検出が困難となり, 伝送特性が劣化するという課題がある一方, 適応送信制御を行うSVD-MIMO はMIMO 固有モード伝送と呼ばれ, 受信ビームに加えて送信ビームを制御することで,2 図 (b) に示すようここで,V H は行列 Vの複素共役転置を表すまた, ユニタリー行列は, 複素共役転置した行列との積が単位行列となる性質があり,V H V=IおよびU H U=I である 1 図 (c) の送信側では, 次節で述べる適応変調および電力配分を行った後の送信信号ベクトルxに,(1) 式の 56 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

報告受信ウェイト Tx 4 Rx 互いに干渉するストリーム (a) 適応送信制御を行わないMIMO伝送第１固有モード送信ウェイト Tx 第２第３第４受信ウェイト Rx 互いに干渉しない４対向のストリームに分解 (b) 適応送信制御を行うMIMO伝送 2図 MIMOチャネルのイメージ行列Vを送信ウェイトとして乗算した信号Vxを送信アンただし λ1 λ2 λ3 λ4 であり

4 報告受信ウェイト Tx 4 Rx 互いに干渉するストリーム (a) 適応送信制御を行わないMIMO伝送第１固有モード送信ウェイト Tx 第２第３第４受信ウェイト Rx 互いに干渉しない４対向のストリームに分解 (b) 適応送信制御を行うMIMO伝送 2図 MIMOチャネルのイメージ行列Vを送信ウェイトとして乗算した信号Vxを送信アンただし λ1 λ2 λ3 λ4 であり ykは第k固有モーテナから送信するここでベクトルxは例えば固有ドにより k番目に強く受信される信号となるここでモード数が４の場合各固有モードで送信される送信信 λkは相関行列r H HHの第k番目の固有値である 3 式号 x1, x2, x3, x4 を要素に持つ送信アンテナから出力は２図 b に示すように 2 式の送受信ウェイト処理された信号Vxは MIMO伝搬路Hを経て受信アンテナつまり送受信ビーム制御を行うことで 4 4 MIMOチャで信号HVxとして受信される１図 c の受信側ではネルを固有値λkに比例するチャネル利得を持ち互い受信アンテナで受信された信号HVxに対して行列U に干渉しない４対向のストリーム４対向のSISO伝送 H を受信ウェイトとして受信信号に乗算すると受信信号路に分解できることを示している移動伝搬路では見通し外から見通し内など伝搬環境ベクトルyは次式で得られるは時々刻々変化する見通し外環境でマルチパスが多く y U HHVx U H UΣV H Vx Σx 2 空間相関 3 の低い伝搬路では例えば λ1, λ2, λ3, λ4 9.7dB, 6.dB, 1.2dB, 3.5dB のよなお送信ウェイトの乗算は送信ビームを受信ウェうに固有モード間のチャネル利得の差が小さくなり２イトの乗算は受信ビームを形成することに相当する４図 b に示すような第４固有モードまで伝送ビットを送信４受信のMIMOでは行列Σはチャネル行列Hの特割り当てた空間４多重伝送が可能となる一方見通し異値 λk k=1 4 を要素にもつ対角行列であることか内環境でマルチパスが少なく空間相関の高い伝搬路でら 2 式は次式で表すことができるは例えば λ1, λ2, λ3, λ4 1.5dB, 6.8dB, 11.8dB, 21.6dB 1 λ λ2 2 2 λ3 λ2 3 λ3 3 λ4 4 λ4 4 λ1 のように第１固有モードに対して第２第４固有モード 1 のチャネル利得が非常に小さくなるこの場合は第１ 3 3 空間的に離れたアンテナで送信または受信された信号の伝搬路応答の類似度直接波が支配的な見通し内環境で高く散乱波が多数到来する見通し外環境で低くなる NHK技研 R&D/No.165/

5 報告 3 変調方式の組み合わせを 1 3 から選択する場合の例 1256QAM (8bit), QPSK (2bit) 232QAM (5bit), 8QAM (3bit), QPSK (2bit) 316QAM (4bit), 8QAM (3bit), QPSK (2bit), BPSK (1bit) ストリーム変調方式電力配分 ( 合計 1) 電力配分後受信 MER 基準 MER MER マージンストリーム受信 MER 分布の例 QAM QPSK 不使用不使用不使用不使用不使用 4 不使用不使用不使用不使用不使用ストリーム変調方式電力配分 ( 合計 1) 電力配分後受信 MER 基準 MER MER マージン 1 32QAM QAM QPSK 不使用不使用不使用不使用不使用ストリーム変調方式電力配分 ( 合計 1) 電力配分後受信 MER 基準 MER MER マージン 1 16QAM QAM QPSK BPSK 図 MER を指標とした変調方式の組み合わせ選択手法固有モードに多くの伝送ビットを割り当て, 第 2 第 4 固有モードは使わない伝送が効率的である SVD-MIMOでは, 理論的にはチャネル行列を特異値分解して得られる行列 U H を受信ウェイトとして用いるしかし, チャネル推定誤差や制御情報のフィードバック遅延がある実際のシステムでは, 固有モードの独立性が不完全となってストリーム間干渉による伝送特性の劣化が生じるそのため, 提案システムでは, 行列 U H の代わりに次式で得られるMMSE(Minimum Mean Square *4 Error) 基準の受信ウェイトを用いるものとする H H H U H HH I (4) MMSE ここで,H = HVWであり,Wは次節で述べる電力配分行列,γは平均受信 SNR(Signal-to-Noise Ratio) である (4) 式の受信ウェイトは,2 図 (a) の適応送信制御を行わないMIMO 伝送で互いに干渉した信号を分離するために用いられるが, 干渉成分の残留が想定されるSVD-MIMOの実システムでも性能改善に有効である 9)1) 3. 2 適応変調と電力配分 3. 1 節で述べたように,SVD-MIMOは送受信ビーム制御によって,MIMOチャネルを固有モードと呼ばれる互いに干渉しない直交したストリームに分離する方式であるこのSVD-MIMOを用いて高効率な伝送を実現するためには, 品質の良い固有モードにはビット数を多く割り当て, 品質の悪い固有モードにはビット数の割り当てを少なくするか, または割り当てないようにする適応変調制御と組み合わせる必要があるまた, 総送信電力一定の条件下で, 各固有モードへの電力配分を変えてチャネル利得を最適化する必要もあるこれらのリソー *5 ス割り当ては, 注水定理に基づく手法が情報理論的には最適であることが示されている 11) が, 処理遅延や実装規模などが考慮された実用向きの手法とは言えない注水定理を用いない手法も提案されている 12)13) が, ビット誤り率の近似式を最小化する組み合わせや, 総スループットを最大化する組み合わせの全探索が必要となるなど, 処理遅延や実装規模の面で課題があった本研究開発では, 実用的な手法として, 固有値を基に算出した受信 MER(Modulation Error Ratio) を指標と *4 参照信号 ( 真の受信信号 ) とアンテナ合成後の受信信号の平均二乗誤差を最小にする重み係数 ((4) 式の受信ウェイトに相当 ) を決定する方法 *5 合計の送信電力が一定のとき, 品質の良い固有モードにより多くの電力を配分することで, 合計の伝送レートを最大化する電力割り当て手法 58 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

6 報告 4 1 表合計ビット数を 1bit とした場合のビット配分の組み合わせストリーム 1 (1,,, ) ( ランク 1 伝送 ) ストリーム 2 (9, 1,, ),(8, 2,, ),(7, 3,, ),(6, 4,, ),(5, 5,, ) ( ランク 2 伝送 ) ストリーム 3 (8, 1, 1, ),(7, 2, 1, ),(6, 3, 1, ),(6, 2, 2, ),(5, 4, 1, ) ( ランク 3 伝送 ) (5, 3, 2, ),(4, 4, 2, ),(4, 3, 3, ) ストリーム 4 (7, 1, 1, 1),(6, 2, 1, 1),(5, 3, 1, 1),(5, 2, 2, 1),(4, 4, 1, 1) ( ランク 4 伝送 ) (4, 3, 2, 1),(4, 2, 2, 2),(3, 3, 3, 1),(3, 3, 2, 2) カッコ内の左から順に, 第 1 固有モードから第 4 固有モードに割り当てられるビット数を表す 9) して, 最適な変調方式と電力配分を決定する方法を提案する提案手法では, 各固有モードに割り当てる変調方式の組み合わせに対して, 各固有モードの受信 MER と変調方式ごとに設定した基準 MER *6 との差 ( 以下, MER マージン ) が, 各変調方式で等しくなる電力配分を算出するその結果得られたMERマージンが最も大きい変調方式の組み合わせと電力配分を, ビット誤り率を最小化する最適な組み合わせとして選択する以下,3 図に示す具体例を用いて説明する最大 4ストリームの空間多重伝送が可能である4 4 MIMOでは, 各サブキャリヤーの割り当て合計ビット数を1bitとした場合,1 表に示すように変調方式の組み合わせ ( ビット配分 ) は23 組存在するここで, 伝送品質は第 1 固有モードが最も良好で, 第 2, 第 3, 第 4と順番に劣化するため, 例えば第 1 固有モードに割り当てられるビット数は, 第 2 固有モードの割り当てビット数以上であり, 第 2 固有モードに割り当てられるビット数は, 第 3 固有モードの割り当てビット数以上となるここでは説明を簡単にするために, 第 1 固有モードから第 4 固有モードのビット配分の組み合わせが, 1256QAM(8 bit),qpsk(2 bit), 不使用 ( bit), 不使用 ( bit) 232QAM(5 bit),8qam(3 bit),qpsk(2 bit), 不使用 ( bit) 316QAM(4 bit),8qam(3 bit),qpsk(2 bit), BPSK(1 bit) の3 組のいずれかであると仮定する固有値から算出した受信 MERが第 1 固有モードから順番に,22.1dB, 18.dB,13.2dB,4.9dBであるとし, 各ストリームの MERマージンが等しくなるように1から3の各組み合わせで電力配分を決定すると,3 図に示すように, MERマージンは1 2.3dB,22.8dB,3.3dBとなる提案方式では, 電力配分後のMERマージンが最大となる組み合わせである2(32QAM,8QAM,QPSK, 不使用 ) とそのときの電力配分比 (.39,.27,.34,) が, ビット誤り率を最小化する組み合わせとして選択される上記の例では3つのストリームを使用する2の組み合わせが選択されるが, チャネル状況に応じてストリーム数を増減させる手法はランクアダプテーションと呼ばれるこの手法により,MIMOチャネルの空間相関に応じた適切な伝送が可能となり, 伝送特性の改善が期待できる 3. 3 ターボ符号を用いたレートマッチング誤り訂正符号に関しては, 繰り返し復号を行うこと *7 でシャノン限界に近い誤り率特性を達成できるLDPC (Low-Density Parity-Check) 符号やターボ符号などが実用化されている現在標準化が進められているマイクロ波帯の4K 8K FPUでも,LDPC 符号が採用される見込みである 14) これらの符号は, 従来の畳み込み符号に比べて誤り率特性を大きく改善できるこのうちターボ符号は, 畳み込み符号と同様に符号ビットを間引くパンクチャーと呼ばれる手法によって, 符号化率を比較的容易に変えることができる筆者らは, チャネル状況に応じて符号化率を適応的に変化させるレートマッチング技術の導入を検討し, 提案システムの誤り訂正符号としてターボ符号を採用したターボ符号化器, およびインターリーバーはLTE 6) (Long Term Evolution) 規格をベースとし, パンクチャー前の符号化率はR =.33とした情報ビット長は, 外符号であるRS(Reed-Solomon)(24, 188) 符号の符号長 1,632 bitとしたまた, 高い符号化率でもエラーフロアが発生しないように, パリティービットのみパンクチャーすることとし, パンクチャー後の符号化率 Rを.33.92の範囲で変更できるものとした符号化率は, SVD-MIMO 復調後のMERを指標として, ターボ復号後 *6 ガウス雑音環境下で, 硬判定後のビット誤り率が1 1 4 となるMER *7 雑音のある通信路で, 誤りなく通信できる伝送レートの理論上の上限値または, 伝送レートが一定の場合に, あるSNRで達成できるビット誤り率の理論上の下限値 NHK 技研 R&D/No.165/

情報ビット送信信号情報ビット情報ビット情報ビットターボ符号器 (=1/3) パリティー 1 パリティー 2 フィードバックパリティー 1 パリティー 2 ターボ復号器 (=1/3) パリティーをパンクチャーして送信受信ビットをべ替え復号処理 1 信号を送信 2 受信 MER を指標に符号化率を決定 4 パリティービットをパンクチャー 3 符号化率をフィードバック 5

7 情報ビット送信信号情報ビット情報ビット情報ビットターボ符号器 (=1/3) パリティー 1 パリティー 2 フィードバックパリティー 1 パリティー 2 ターボ復号器 (=1/3) パリティーをパンクチャーして送信受信ビットをべ替え復号処理 1 信号を送信 2 受信 MER を指標に符号化率を決定 4 パリティービットをパンクチャー 3 符号化率をフィードバック 5 パンクチャー後の信号を送信 6 パンクチャービット部分をと 1 の中間値としてターボ復号 4 図ターボ符号を用いたレートマッチングの処理手順プリアンブルパイロットシンボルデータシンボルキャリヤー ( 周波数 ) 方向サブフレーム ( 上り )1.5 ms サブフレーム ( 下り ).5 ms サブフレーム ( 上り )1.5 ms シンボル ( 時間 ) 方向データキャリヤールキャリヤー送信アンテナ 1 用パイロットキャリヤー送信アンテナ 2 用パイロットキャリヤー送信アンテナ 3 用パイロットキャリヤー送信アンテナ 4 用パイロットキャリヤー 5 図 TDD フレーム構成にエラーフリーになると期待される符号化率の中から, 最も高い符号化率を選択する 4 図にターボ符号を用いたレートマッチングの処理手順を示す 4. 計算機シミュレーション 4. 1 SVD-MIMO (1) 制御情報のフィードバック遅延の影響 3.1 節で述べたように, 制御情報を算出した時点から実際に制御されるまでの期間にチャネル状況が変動する場合, 最適な制御情報からずれが生じるため, 伝送特性の劣化が予想されるそこでまず始めに, 制御情報のフィードバック遅延がSVD-MIMOの伝送特性に与える影響を評価した 15) 提案方式のTDDフレーム構成を5 図に示す TDDフレームは, 同期検出用のプリアンブル, チャネル推定用のパイロットシンボル, データシンボルを含む上りと下りの2つのサブフレームで構成される上りサブフレームにはパイロットシンボルの間に7つの 6 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

8 報告 4 a 1TDD フレーム分 (2ms) のフィードバック遅延発する場合 b 2TDD フレーム分 (4ms) のフィードバック遅延発する場合 6 図 TDD による制御情報のフィードバック手順 2 表計算機シミュレーションの諸元 ( フィードバック遅延の影響評価 ) 伝送方式サブキャリヤー変調 4 4 SVD-MIMO-OFDM 1bit 適応変調 (BPSK 124QAM) 誤り訂正方式ターボ符号 ( 情報ビット長 :1,632, 復号繰り返し数 :8 回 ), 符号化率 R =.54 2 次変調方式 OFDM FFT サイズ 1,24 サブキャリヤー数 844( データシンボル )/ 215 ( パイロットシンボル ) OFDM シンボル長 μs( ガードインターバル比 1/8) インターリーブフィードバック遅延時間インターリーブ (1TDD フレーム (2ms)), 周波数インターリーブフィードバック遅延なし ( ms),1tdd フレーム (2 ms),2tdd フレーム (4 ms) 1 送信アンテナ当たりデータシンボルが挿入され, 下りサブフレームには6つのデータシンボルが挿入されるまた, パイロットシンボルには,4つの送信アンテナそれぞれに対応する215 本のパイロットキャリヤーが4 本おきに等間隔で配置され, データシンボルには,844 本のデータキャリヤーと両端各 8 本のヌルキャリヤーが配置される 5 図に示すフレーム構成を持つ提案システムが, 制御情報をフィードバックする手順を6 図に示す基地局側では, フィードバックする制御情報として,3.1 節で述べた送信ウェイトの算出や,3.2 節で説明したビット電力配分の算出が行われるこれらの演算は複雑で演算規模も小さくないが, 実装方法を工夫して処理時間を短くできれば, 上りサブフレーム受信完了直後の下りサブフレームでフィードバックできる (6 図 (a)) 一方, 上記演算の処理時間が大きく, 直後の下りサブフレームで伝送できない場合は,1TDDフレーム後の次の下りサブフレー NHK 技研 R&D/No.165/

9 3 表チャネルモデルの諸元項目諸元相対遅延 (μs) 相対電力比 (db) パス数 11. ライスファクター 1 遅延スプレッド 2 6 db.198 μs 送信相関.7 受信相関.3 最大ドップラー周波数 43 Hz (2.3GHz 帯で 2km/h) 1 直接波と散乱波の合成により表現されるライスフェージングモデルのパラメーターで, 直接波の電力を散乱波の電力の和で割った値 2 受信点に到来する複数の電波の到達時間差の大きさを表す指標パスライスフェージング送信相関.7, 受信相関.3 移動度 2 km/h 1-1 ビット誤り率 SVD-MIMO-OFDM (1bit 適応変調, =.54) フィードバック遅延無し 1-4 1TDD フレーム遅延 1-5 2TDDフレーム遅延正規化 SNR(dB) 7 図フィードバック遅延による影響の評価ムでフィードバックすることになる (6 図 (b)) 6 図 (a) と6 図 (b) のフィードバック遅延は, それぞれ1TDDフレーム分と2TDDフレーム分で,2msと4msに相当する計算機シミュレーションによる評価では, 上記のフィードバック遅延が生じるものと仮定した計算機シミュレーションの諸元を2 表に示すシミュレーション 16)17) では, ロードレースを想定した野外実験のデータ解析結果を基に作成した,3 表に示す11パスのチャネルモデルを使用した最大ドップラー周波数は,2.3GHz 帯において中継車が時速 2kmで移動すると仮定して 43Hzとしたなお, 制御情報をフィードバックする下り回線のビット誤りは発生しないものとした計算機シミュレーションの結果を7 図に示すグラフの横軸は, 送信ビーム制御の効果を反映した評価とするために, 送信ウェイトと電力配分行列を単位行列とした場合, つまり送信ビーム制御はせず, 各アンテナから等しい電力で信号が送信された場合の受信 SNR( 正規 62 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

10 報告 4 4 表シミュレーション諸元 ( 従来方式との特性比較 ) 項目従来方式 1 従来方式 2 提案方式伝送方式 1 1 SISO-OFDM 2 2 STTC-MIMO-OFDM 4 4 SVD-MIMO-OFDM サブキャリヤー変調 64QAM 16QAM 1bit 適応変調 (BPSK ~ 124QAM) 誤り訂正方式畳み込み符号 ( 符号化率 R=.66) STTC ( 符号化率 R=.5) ターボ符号 ( 符号化率 R=.54, 復号繰り返し数 8 回 ) 伝送レート (Mbps) 次変調方式 OFDM FFTサイズ 1,24 サブキャリヤー数 844( データシンボル )/ 215 ( パイロットシンボル ) OFDMシンボル長 μs ( ガードインターバル比 1/8) インターリーブ時間インターリーブ (1TDD フレーム (2 ms)), 周波数インターリーブ 1 送信アンテナ当たりパスライスフェージング送信相関.7, 受信相関.3 移動度 2 km/h 1-1 ビット誤り率従来方式 SISO-OFDM (64QAM, =.66) 1-4 従来方式 STTC-MIMO-OFDM (16QAM, =.5) 提案方式 4 4 SVD-MIMO-OFDM (1bit 適応変調, =.54) 正規化 SNR (db) 8 図提案方式と従来方式の伝送特性化 SNR) を表すものとしたまた,7 図の送信相関と受信相関は, 空間相関の程度を数値で表したものであり, 前者は異なる送信アンテナから送信された信号の伝搬路応答の相関係数 ( 1の値 ) を, 後者は異なる受信アンテナで受信した信号の伝搬路応答の相関係数 ( 1の値 ) を表すフィードバック遅延無しの理想条件と比べて,2TDDフレーム分の遅延がある場合は, BER=1 4 を達成する所要正規化 SNRが約 2.5dB 劣化したしかし, 遅延を最短の1TDDフレーム分とすることにより, 所要正規化 SNRの劣化は1dB 以下に抑えられることが分かった (2) 提案方式と従来方式の比較次に, 提案方式と2 章で述べた従来方式の伝送特性を, 総送信出力と伝送レートが等しい条件で比較する計算機シミュレーションを実施したシミュレーション諸元を 4 表に示す従来方式は単方向通信であるため,5 図で下り回線がないフレーム構成とした NHK 技研 R&D/No.165/

11 9 図各符号化率における提案方式の伝送特性 5 表レートマッチングのシミュレーション諸元システム構成変調方式等 TDDフレーム長時間インターリーブ長レートマッチング符号化率符号化率切り替え周期符号化率切り替え基準 4 4 SVD-MIMO-OFDM 1bit 適応変調 (BPSK 124QAM) 2 ms( 上り 1.5 ms, 下り.5 ms) 1TDD フレーム符号化率 R =.33.92(12 種類 ) ( 上り伝送レートの範囲は Mbps) 5TDD フレーム MIMO 復調後の MER ( 直前 5TDD フレームの最小 MER を基準に切り替え ) シミュレーション結果を8 図に示す 8 図より, 伝送特性は, 提案方式, 従来方式 2(2 2 STTC-MIMO- OFDM), 従来方式 1(SISO-OFDM) の順に良好であり, BER = 1 4 を達成する所要 SNRにおいて, 提案方式は従来方式 2と比べて約 4.5dB 改善できることが分かった次に, 提案方式の符号化率 Rをパラメーターとした場合の伝送特性を9 図に示す R =.81(67.8Mbps) の所要 SNRは,8 図の従来方式 2(44.8Mbps) の所要 SNR とほぼ同じ約 16dBであることから, 提案方式は従来方式と同じSNRで伝送レートを約 1.5 倍に拡大できることが分かった 4. 2 レートマッチング 3. 3 節で提案したレートマッチング手法を適応送信制御 MIMO-OFDMシステムに適用した場合の伝送特性を計算機シミュレーションで評価した 7) シミュレーション諸元を5 表に示すレートマッチングの効果を確認するために,1 図に示す京都駅伝コースにおける受信品質の短区間変動を3 表のチャネルモデルに適用したすなわち,3 表に従って生成される瞬時変動の平均受信 SNRが,1 図に示す時間変動をするものとした 11 図にシミュレーション結果を示す 11 図 (a) のレートマッチングありの場合は, 伝搬路の変動に応じて符号化率が制御されるため, 復号後に伝送誤りが発生しないこのとき, 伝送レートは36 77Mbpsの範囲で変動し, 64 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

12 報告 4 1 図短区間変動モデル a レートマッチングあり b レートマッチングなし 11 図シミュレーション結果平均伝送レートは約 55Mbpsであった一方,11 図 (b) のレートマッチングなし ( 符号化率 R =.65) の場合は, 伝送レートは約 55Mbpsとなるが復号後に瞬時的な伝送誤りが複数回生じる符号化率をR =.49に下げた場合は, エラーフリーとなるが伝送レートは約 4Mbps でレートマッチングありの場合より小さくなる以上から, レートマッチングにより, 厳しい伝搬路では符号化率を下げてビット誤りの発生を防ぎ, 良好な伝搬路では符号化率を上げて伝送レートを拡大することができることを確認した 5. むすび大容量の超高精細映像を移動しながら無線伝送できる次世代の1.2GHz/2.3GHz 帯 FPUを実現するために, 双方向通信機能を導入し, 伝搬路状況に応じて送信パラメーターを適応的に制御する高効率な無線伝送システムを提案した送受信ビームを制御するSVD-MIMO 方式や, 誤り訂正の符号化率を適応的に変更するレートマッチング技術により, 提案システムは, 従来型のFPUシステムよりさらに高効率高信頼な無線伝送を実現できることを計算機シミュレーションで示した今後は, 提案システムの装置化を進め, 室内実験や野外伝送実験を実施し, 伝送性能を評価していく謝辞本研究開発は, 総務省の委託研究次世代映像素材伝送の実現に向けた高効率周波数利用技術に関する研究開発の一環として実施しました NHK 技研 R&D/No.165/

13 本稿は, 映像情報メディア学会技術報告および電子情報通信学会総合大会講演論文集に掲載された以下の論文を元に加筆修正した送信制御 MIMO システムの検討, 映情学技報,Vol.41,No.11, BCT217-42,pp.13-16(217) ものである鵜澤, 伊藤, 光山, 熊谷, 居相 : 移動中継用 FPU に適用するレー伊藤, 鵜澤, 光山, 居相 : 次世代移動中継用 FPU に向けた適応トマッチングの検討, 信学総大,B-5-6,p.342(217) 参考文献 1) 岡部, 池田, 渋谷 : QAM-OFDM 方式を用いた8MHz 帯ハイビジョンデジタルFPUの開発, 映情学年次大, 2-8,pp (21) 2) 電波産業会 : テレビジョン放送番組素材伝送用可搬型 OFDM 方式デジタル無線伝送システム標準規格, ARIB STD 版 (211) 3) V. Tarokh, N. Seshadri and A. R. Calderbank: Space-time Codes for High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion and Code Construction, IEEE Trans. Inf. Theory,Vol.44,No.2, pp (1998) 4) 中川, 池田 : 番組素材伝送用 64 状態 16QAM 時空間トレリス符号, 映情学誌,Vol.68,No.5,pp.J184- J191(214) 5) 電波産業会 : 1.2GHz/2.3GHz 帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形 OFDM 方式デジタル無線伝送システム, ARIB STD-B57 2. 版 (214) 6) 3GPP TS V8.8., Multiplexing and Channel Coding (29) 7) 鵜澤, 伊藤, 光山, 熊谷, 居相 : 移動中継用 FPUに適用するレートマッチングの検討, 信学総大,B-5-6(217) 8) I. E. Telatar: Capacity of Multiantenna Gaussian Channels, Euro. Trans. Telecommun.,Vol.1,No.6, pp (1999) 9) K. Mitsuyama and N. Iai: Adaptive Bit and Power Allocation Algorithm for SVD-MIMO System with Fixed Transmission Rate, 1th IEEE Wireless and Mobile Computing, Networking and Communication (IEEE WiMob214),pp (214) 1)K. Mitsuyama, T. Kumagai and N. Iai: Performance Evaluation of SVD-MIMO-OFDM System with a Thinned-out Number of Precoding Weights, International Symposium on Antenna and Propagation (IEEE ISAP215), pp (215) 11)M. Vu and A. Paulraj: Optimal Linear Precoders for MIMO Wireless Correlated Channels with Non-zero Mean in Space-time Coded Systems, IEEE Trans. Signal Process.,Vol.54,No.6,pp (26) 12)K. Miyashita, T. Nishimura, T. Ohgane, Y. Ogawa, Y. Takatori and K. Cho: High Data-rate Transmission with Eigenbeam-space Division Multiplexing (E-SDM) in a MIMO Channel, IEEE VTC Fall,pp (22) 13)S. H. Ting, K. Sakaguchi and K. Araki: A Robust and Low Complexity Adaptive Algorithm for MIMO Eigenmode Transmission System with Experimental Validation, IEEE Trans. Wireless Commun.,Vol.5, No.7,pp (26) 14) 情報通信審議会情報通信技術分科会放送システム委員会報告 ( 案 ): 諮問第 223 号放送システムに関する技術的条件のうち放送事業用無線局の高度化のための技術的条件のうち超高精細度テレビジョン放送のためのマイクロ波帯を使用する放送事業用無線局 (FPU) の技術的条件, 15) 伊藤, 鵜澤, 光山, 熊谷, 居相 : 適応制御 SVD-MIMOシステムにおけるTDDフィードバックの検討, 信学総大, B-5-5(217) 16) 波多野, 杉山, 水口, 熊谷, 光山, 斉藤 : 2.3GHz 帯 FPU 電波伝搬特性解析における手法の開発, 映情学年次大, 13A-4(215) 17) 波多野, 杉山, 水口, 熊谷, 光山, 斉藤 : 1.2GHz 帯および2.3GHz 帯の移動中継用 FPUを用いた市街地および郊外における電波伝搬試験, 映情学年次大,32C-3(216) 66 NHK 技研 R&D/No.165/217.9

報告 4 みつやまかずひこ光山和彦 1999 年入局放送技術局を経て,22 年から放送技術研究所において,

ふみと史人 25 年入局熊本放送局, 技術局を経て, 213 年から放送技術研究所において,

年入局岡山放送局を経て,29 年から放送技術研究所において, 番組中継用無線伝送技術の研究に従事現在,

マイクロ波ミリ波回路技術, 受信特性改善技術, 地上デジタル放送, ソフトウエア無線技術, 番組素材伝送技術の研究に従事

14 報告 4 みつやまかずひこ光山和彦 1999 年入局放送技術局を経て,22 年から放送技術研究所において, 番組中継用無線伝送技術の研究に従事現在, 放送技術研究所伝送システム研究部に所属博士 ( 工学 ) い伊とう藤ふみと史人 25 年入局熊本放送局, 技術局を経て, 213 年から放送技術研究所において, 番組中継用無線伝送技術の研究に従事現在, 放送技術研究所伝送システム研究部に所属う鵜ざわ澤ふみき史貴 24 年入局岡山放送局を経て,29 年から放送技術研究所において, 番組中継用無線伝送技術の研究に従事現在, 放送技術研究所伝送システム研究部に所属い居あい相なおひこ直彦 1993 年入局同年から放送技術研究所において, マイクロ波ミリ波回路技術, 受信特性改善技術, 地上デジタル放送, ソフトウエア無線技術, 番組素材伝送技術の研究に従事放送技術研究所研究企画,( 財 )NHK エンジニアリングサービス出向を経て, 現在, 放送技術研究所伝送システム研究部上級研究員 NHK 技研 R&D/No.165/

050920_society_kmiz.odp

050920_society_kmiz.odp 1 リアルタイム伝搬測定にもとづく MIMO 固有モード間相関解析 Correlation Analysis of MIMO Eigenmodes Based on Real-Time Channel Measurement 水谷慶阪口啓高田潤一荒木純道 Kei Mizutani Kei Sakaguchi Jun-ichi Takada Kiyomichi Araki 東京工業大学発表内容研究背景