Application Note

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1 Application ote A-00 Revision: Issue Date: repared by: Ingo Staudt Key Words: 3L, C, TC, C, MC, Multilevel, Loss Calculation, SemiSel 3 レベル C と TC 概要... レベルと 3 レベルの違い... 3 レベルコンバータのスイッチングパターン... 3 転流と転流経路 レベルコンバータ... 6 モジュールの検討... 6 標準 レベルモジュールを使用した構成 レベル用モジュール... 7 セミクロン 3 レベルモジュール レベル素子のドライブ... 8 標準動作... 8 非常停止... 8 オーバーシュート電圧に対する 3 レベル素子の保護... 9 アクティブクランプ レベル損失計算... 9 SemiSel... 使用されている記号と用語... 参考文献... 3 このアプリケーションノートは つの 3 レベル回路 3 レベル C(3L C; 中点クランプ と 3 レベル TC(3L TC;T 型中点クランプ について記述しています 読者は 3 レベル素子の動作の基本 メリット デメリットについて理解することができます また 3 レベルモジュールの構成 配置に関するヒントも記述しています しかしながら 記述した情報は完全ではない為 ユーザー固有の設計に対して責任は負いかねます 概要 3 レベル C 又は 3 レベル TC 回路を使用する利点の つは 電流の全高調波歪みが低い為 フィルターを低減できる事です ( 必要な銅の低減 フィルターの低損失 3 レベル C の主なメリットは 実際の DC リンク電圧よりも低い定格電圧を有する IGBT 及びダイオードの使用が可能な事です 低い阻止電圧の素子は損失が低い為 効率が向上します レベル用途における阻止電圧と同じものを使用する事によって 高い DC リンク電圧を実現できます / 3

2 レベルの 相に対し 3 レベル C モジュールは 4 個の半導体 (Fig. の代わりに 0 個の半導体 :4 個の IGBT( 4 個のフリーホイールダイオード (FWD; 及び 個のクランプダイオード (CD; で構成されています Fig. : 緑で囲まれた回路 :3 レベル C の 相 C 3 レベル TC の 相 (Fig. は 8 個の半導体のみ 4 個の IGBT( と 4 個の逆並列フリーホイールダイオード (FWD; で構成されています 3 レベル C の様に TC は分割された DC リンク 及び に接続されています 4 番目の主端子は 出力を供給します 3 レベル TC 回路では定格電圧が異なる半導体が使用されます 及び ( 外側のスイッチ は全 DC リンク電圧に耐えなければなりません 内側のスイッチ ( 及び 3 は と中点に接続され DC リンク電圧の半分に耐えなければなりません 3 レベル TC 回路の導通経路は 個の阻止電圧が高い半導体 ( 外側スイッチ 又は 個直列の阻止電圧が低い素子 ( 内側スイッチ です Fig. 及び Fig. で命名された半導体は 3L C 及び 3L TC 回路に対し 全く同じスイッチングパターンが使用される利点を有します C レベルと 3 レベルの違い モジュールの 4 つの主端子が DC リンク : 及び ( 中点 に接続されています DC リンクは 個直列で 対称的に分割して接続され 上半分は と へ 下半分は と に接続されています 3 レベル回路では全ての導通経路は直列の 個の半導体で構成され 高い DC リンク電圧 又は レベル回路よりも低い阻止電圧のスイッチを適用出来ます レベルと 3 レベルの差は半導体素子の数だけではありません よく知られている レベルコンバータは 又は と 端子をスイッチしますが (Fig. 3 3 レベルは と 又は ( 中点 を接続します ( 中点 は と 間の中間点電圧で 3 レベル回路の基になっている第 3 番目の電圧レベルを形成しています Fig. 3: レベルの電圧 電流波形 3 レベル TC の利点は 3 レベル C におけるスイッチング方式の制限がない事です ( 特に非常停止時 Fig. : 緑で囲まれた回路 :3 レベル TC の 相 C - -DC DC 0 Output voltage (line to line Output current Fig. 4: 3 レベルの電圧 電流波形 C - -DC DC 0 Output voltage (line to line Output current / 3

3 第三の電圧レベルを設ける事によって 出力電圧波形は望ましい正弦波に近くなり 電流の全高調波歪みが低減します 従って グリッドの品質 ( グリッドに供給時 に関する強い要求を容易に満たす事が出来ます レベルと 3 レベル C/TC との比較 C と TC C TC 同じ電流の全高調波歪みに対し 3 レベル回路ではスイッチング周波数の低減が可能で スイッチング損失が減少します スイッチング周波数が同じ場合 ある動作領域を境に 3 レベル回路の電流の全高調波歪みは レベル回路よりも低くなります 3 レベル応用では レベル応用と比較して スイッチング周波数の低減が可能で また全高調波歪みを改善し フィルターが減少します IGBT の数量は 個から 4 個に またゲートドライバーも増加します 補助損失も制御装置の数と共に増加します 3 レベル回路では電流経路におけるスイッチの数は倍になるので 導通損失は増加します 3 レベル応用では阻止電圧が低い半導体の使用が可能です 例 :DC リンク電圧 750 に対し 00 レベルが 又は レベルモジュールが適用出来ます ( それぞれのスイッチは 375 を阻止する必要があります 阻止電圧が低い素子の低損失は 電流経路で増加した素子数による追加損失を補償します 650 の半導体を使用した場合 最大 DC リンク電圧は 800DC 00 の半導体では 500DC 700 の半導体では 400DC になります 3 レベル回路では電流経路におけるスイッチの数は レベル ( 外側スイッチ に等しく 同一損失を生じるか 又は 倍 ( 低い阻止電圧 ; 内側スイッチ で 導通損失は大きいがスイッチング損失は小さくなります 最大 DC リンク電圧は レベルモジュールに適用される様に 650 の半導体を使用した場合 400DC 00 の半導体では 800DC 700 の半導体では 00DC になります 3 レベル応用は レベルよりも高度な制御です レベルのスイッチングパターンは極めて単純ですが ( トップ及びボトム IGBT が常に逆にスイッチする 3 レベルでは複雑で 特定のスイッチ ( 即ち と は長期間 cosφ の値に依存しスイッチします (cosφ= の場合 半周期 可能なスイッチング状態の数は レベルにおける 4( トップ / ボトム :0/0 0/ /0 / から 6 に増加します 3 レベル C では許容 破壊の可能性及び破壊の状態に区別されています (Fig. 5 Fig. 5: C のスイッチング状態 state allowed potentially destructive destructive 許容状態 全ての IGBT がオフ状態で コンバータはオフ 又は が単独でオン それぞれ隣接した 個の IGBT がオン (/ / / 破壊の可能性がある状態 又は が単独 又は同時にオン 隣接していない IGBT がオン (/ / 結果は他の相のモジュールのスイッチングパターンに依存します 破壊状態 3 個の隣接した IGBT がオン (// DC リンクの上半分が短絡 // DC リンクの下半分が短絡 3 個の隣接しない IGBT がオン (// 全 DC リンク電圧が に印加 // 全 DC リンク電圧が に印加 4 個の IGBT がオン 及び が短絡 3 レベル TC では許容 破壊のみの状態に区別されています (Fig. 6 3 レベルコンバータのスイッチングパターン 3 / 3

4 Fig. 6: TC のスイッチング状態 state allowed destructive この 4 つの動作範囲において 動作するスイッチ及び転流は以下の通りです. 電圧 電流が 0 よりも大 (>0 I>0: L: T TO D BOT 3L C: / / ( 短い転流経路 3L TC: 許容状態 全ての IGBT がオフ状態で コンバータはオフ 何れかの IGBT が単独でオン それぞれ隣接した 個の IGBT がオン (/ / 又は / 破壊状態 個の隣接しない IGBT がオン (/ DC リンクの上半分が短絡 DC リンクの下半分が短絡 / が短絡 3 個の隣接しない IGBT がオン ( 上記と同じ結果 : 上半分又は下半分又は全 DC リンクが短絡 4 個の IGBT がオン 及び が短絡 転流と転流経路 C と TC Fig. 7 は誘導負荷における正弦波電圧 ( 青線 及びそれに伴う電流 ( 赤線 を示しています インバータ動作は 4 つの動作領域に分ける事が出来ます cosφ= ( 位相差なし の場合 電圧 電流波形は同相で動作範囲 及び 3 のみで動作します cosφ=- の場合 動作範囲 及び 4 のみで動作します Fig. 7: 動作領域 C. 電圧が 0 よりも小 電流が 0 よりも大 (<0 I>0: L: T TO D BOT 3L C: / /( 長い転流経路 3L TC: / 3. 電圧 電流が 0 よりも小 (<0 I<0: L: T BOT D TO 3L C: / / ( 短い転流経路 3L TC: / 4. 電圧が 0 よりも大 電流が 0 よりも小 (>0 I<0: L: T BOT D TO 3L C: / /( 長い転流経路 3L TC: / 短い転流経路における転流は 導通している 個のスイッチの 個に作用し ( 例 : 他の 個は変化しません ( 例 : 長い転流経路 ( 例 :/ / では 両方の素子に作用します 短い / 長い転流経路 は転流の幾何学的な長さを示します 短い転流は 3 レベルモジュールのトップ側又はボトム側半分において生じ 長い転流では電流がトップ側からボトム側半分 ( 又はこの逆 に変化します Fig. 8: 動作領域 の短い転流経路 0.9 j. oltage Current I i( t u( t I I t 3 cosφ が - と + 間の任意の値に対し 位相が変化し 4 つの動作範囲に時分割します 4 / 3

5 モジュールのトップ側半分 ( 素子 5 における短い転流 (Fig. 8 は 動作領域 (Fig. 9 で動作しています 電圧 電流は共に正です 転流は - 間で行き来します 電流は がオン状態の間 から を通り 端子に流れます がオフすると 電流はクランプダイオード に転流します 電流は から を通り に流れます はその間ずっとオンしています モジュールのボトム側半分におけるもう一方の短い転流は 動作領域 3 で動作しています (Fig. Fig. 3 出力電流 電圧は負です Fig. : 動作領域 3 の短い転流経路 3. Fig. 9: 動作領域 0.9 oltage Current I i U( ( tx I ( x u ( t I I 0.9 x 0 転流は t - 間で行き来します 電流は がオン 正の出力電流に対する長い転流 (Fig. 0 は モジュールトップ側半分の / とボトム側半分全体の / 間を行き来します 状態の間 端子から を通り に流れます がオフすると 電流はクランプダイオード に転流します 新たな導通経路は から を通り に流れます はその間ずっとオンしています 3 3 Fig. 0: 動作領域 の長い転流経路 Fig. 3: 動作領域 3 I. 0.9 i ( t u ( t I oltage Current I t 0 x 全素子にわたるこの転流は 動作領域 (Fig. において出力電圧が負の間 正の電流 (DC リンクから負荷に向かう が流れる事によります Fig. : 動作領域 負電流に対する長い転流経路 (Fig. 4 はモジュールボトム側半分の / とトップ側半分全体の / 間を行き来します Fig. 4: 動作領域 4 の長い転流経路 4. oltage Current I U I ( x ( x > I I 0 t 3 5 / 3

6 動作領域 4(Fig. 4 の長い転流は負の出力電流 ( 端子から DC リンクに流れる 正の電圧で動作します Fig. 7: 動作領域 の転流経路. Fig. 5: 動作領域 oltage Current I i ( t u ( t I I 0.9 x 3 TC 0 t TC 回路では 短い又は長い転流経路は存在しません 全ての経路は幾何学的長さが同一で 個の外側スイッチ ( 又は 4 IGBT 又はダイオード と 個の内側スイッチ ( と 又は と を通ります 通常動作では 転流は常に 個の外側スイッチと 個の内側スイッチに作用します 非常停止発生時を除き / と / 間の転流は存在しません Fig. 8 は動作領域 3 の導通経路を示しています 電流は と内側スイッチ / 間で転流します 電流は 端子から DC リンクへ流れ 電流 電圧は負です (Fig. 3 参照 はずっとオンしています がオンしている間 ダイオード は電圧を阻止し DC リンクのボトム側半分の短絡を回避します Fig. 8: 動作領域 3 の転流経路 3. 3 動作領域 (Fig. 6 Fig. 9 では 出力電圧 電流は正で 電流は 端子に流れます 転流は と / 間で行き来します 電流は がオン状態の間 から を通り 端子へ流れます がオフすると 電流は内側のスイッチ / に転流します 電流は から を通り へ流れます はその間ずっとオンしています がオンするとダイオード は電圧を阻止し DC リンクのトップ側半分の短絡を回避します Fig. 6: 動作領域 の転流経路 I 動作領域 4 では 電圧は正で出力電流は負です (Fig. 5 電流は内側スイッチ / とダイオード 間で行き来します I I. 動作領域 (Fig. 7 では 電圧が負の間も 出力電流は正です (Fig. 転流は内側スイッチ / とダイオード 間で行き来します I Fig. 9: 動作領域 4 の転流経路 4. I I 3 レベルコンバータ モジュールの検討 6 / 3

7 3 レベルモジュールを設計する場合 特に転流経路について考慮します 長い転流経路は大きな浮遊インダクタンスを伴います 大きな浮遊インダクタンスが存在する導通経路で 負荷電流がオフすると高いオーバーシュート電圧が発生します 半導体の破壊を防ぐ為 オーバーシュート電圧はその阻止電圧以下にする必要があります それは最大許容 DC リンク電圧を下げ 高いオーバーシュート電圧を許容するか 又は浮遊インダクタンスを減らし オーバーシュート電圧を下げる事によって達成されます 無論 目的は浮遊インンダクタンスを減らし 高い DC リンク電圧を実現する事です ( これによって 出力電圧 モジュールの出力を増大させます TC Fig. : 3 レベル TC モジュールを構成する レベル回路 GM GB 標準 レベルモジュールを使用した構成 理論的に 3 レベル回路は 既存の レベルモジュールを使用して構成出来ます (Fig. 0 Fig. 組付けは拡張可能で モジュールをバスバーで接続します C 実際 レベルモジュールを使用した C の構成 (Fig. 0 は 特にモジュール間にわたる転流に対し 常に非常に長い導通経路を伴います ( これが長い転流経路の為 さらに悪化します 浮遊インダクタンスによって この長い転流経路で非常に高いオーバーシュート電圧が生じる為 レベル設計に対しこの構成は優位性がありません Fig. 0: 3 レベル C モジュールを構成する レベル回路 3 レベル用モジュール レベルモジュールを使用した 3 レベル回路は最適なソリューションではない為 3 レベル回路に対し新規設計モジュールが特別に要求されました まずは モジュールの大きさとパワーに関して選択しなければなりません モジュールが大きいと チップ面積が広がり大きなパワーを供給出来ます 残念ながら大きなモジュールは浮遊インダクタンスが大きく スイッチング時のオーバーシュート電圧が高く 最大電流を制限します 大電力は 個の大型モジュール 又は複数の小型モジュールの並列によって実現出来ます 後者のソリューションは 同様にドライブユニットを並列にする必要があります ( 既知の問題点 : コスト スペース ドライバーのジッター 並列ドライバー使用時の補償電流 セミクロン 3 レベルモジュール GB GB GB R GB L セミクロンは特別に再設計し 浮遊インダクタンスを最小化した多くの 3 レベルモジュールを提供します SEMITO モジュールでチップの定格電流 0A- 50A MiniSKii で 75A-00A SKiM で定格電流 00A-600A です SEMITO と MiniSKii は DC リンク電圧 およそ 800 まで SKiM モジュールは 500 まで適用可能です 出力範囲は 50kA まで達しています (Fig. さらなる大電力が必要な場合 数個のモジュールを並列接続します レベルモジュールを使用した TC の構成 (Fig. では あらゆる転流経路はモジュール間にわたります C の構成と同様に 浮遊インダクタンスは高いオーバーシュート電圧の原因となり この構成は優位性がありません 7 / 3

8 Fig. : セミクロン 3 レベルモジュールのラインアップ SEMITO 3 & 4 0 A 50A MiniSKii & 3 75A 00A TC コンバータでは 必須のスイッチング動作順序は存在しません 半導体 個にその阻止電圧より高い電圧が印加される危険性が存在しない為 何時でもどの IGBT もオン オフが可能です C と TC: と ( と のそれぞれ のゲート信号は逆になります 一方の IGBT は他方の IGBT がオンする前に 確実にオフしていなければなりません SKiM 4 00A 600A [ka] 00C モジュールの主な利点は 500DC リンクで最大 000 の 出力電圧を実現出来る事です それによって 一方では低電圧指令 ( 整合規格の適用 内にとどまり 他方では 出力電力は変更なくコンバータ電流を減らす事が可能です 3 レベル素子のドライブ 標準動作 C 全ての素子がオフ状態で C コンバータが動作を開始する時 最初に内側 IGBT の 個がオンしなければなりません 出力電圧が正の場合 それは になります 短時間後 ( が完全にオン状態になった時 をオンします オフする時の順序は逆にしなければなりません 確実に がターンオフする前に が完全にオフするようにします これは にターンオフ信号が印加された後 短時間 (~3μs に をオフする事により達成出来ます このデッドタイムは セミクロンの レベルゲートドライバーのトップ側とボトム側スイッチ間のインターロック時間として知られています 内側の IGBT( 又は が これに対応する外側の IGBT( 又は よりも前にオフすると 内側のスイッチは全 DC リンク電圧を負う事になります この場合 電圧はその半導体の阻止電圧よりも高くなり 半導体は破壊します Fig. 4 に示す様に破壊の為 許容されないスイッチングパターンがあります 素子が破壊しなくても この状態は回避しなければなりません 非常停止 レベル応用では 半導体を保護するドライバーによって 緊急オフに至る事象があります 以下の事象が考えられます - 熱的過負荷 - 過電流又は - 非飽和 この場合 3 レベル応用においても直ちににオフしなければなりません C しかし オフは確実に正しい順序で行わなければなりません ブレークダウン電圧による破壊を避ける為 外側の IGBT( 又は が最初に 次は内側の IGBT ( 又は です 熱的過負荷又は緩やかな電流上昇は TC/TC や電流センサーでモニターが可能で 適切な時間内に監視制御装置が反応する為の時間があります 非飽和ではオフする迄 最大 0μs あります 外側のスイッチ ( 又は が非飽和の場合 ドライバーによって直ちにオフされます ~3μs 後 これに対応する内側の IGBT もオフされます 内側のスイッチ ( 又は が非飽和になった時は さらに複雑になります この事象がモニターされると ドライバーはこれに対応する外側のスイッチはオン状態かどうかの情報が必要です オン状態の場合 ゲートドライバーは直ちに外側の IGBT をオフし ~3μs 後 次に内側の IGBT もオフします 外側の IGBT がオン状態ではない場合 ドライバーは直ちに内側の IGBT をオフしなければなりません いかなる場合も 制御装置はコンバータの他方の素子を停止し 安全な状態を確立出来る様にエラー信号を出します TC TC 回路ではスイッチオフの順序を持続する必要はない為 はるかに容易です TC 8 / 3

9 過熱 過電流又は非飽和状態が発生した場合でも コンバータは直ちにスイッチオフ出来ます オーバーシュート電圧に対する 3 レベル素子の保護 電流経路が遮断されると (IGBT 又はダイオードをオフ オフした素子の両端の電圧は上昇を開始します このオーバーシュート電圧は 電流経路の磁界で蓄積したエネルギーによって生じます エネルギーは浮遊インダクタンス LS (E=0.5*LS*i の上昇によって 直線的に増加します 例 : 倍の浮遊インダクタンス LS は 倍のエネルギー E をもたらします オーバーシュート電圧 (=LS*di/dt は DC リンク電圧に加わります 破壊する場合があるので 加算された電圧は半導体の阻止電圧を超えてはなりません 3 レベルモジュールは レベル素子よりも大きく 導通経路に 個のスイッチがある為 電流経路は長く 従って浮遊インダクタンスは高くなります 特に長い転流経路 (C 回路 / / 又は / / はモジュール設計時 注意が必要です 優れた設計によって低浮遊インダクタンスが実現出来ますが ( 例 SKiM4 MLI:8nH/ スイッチ 長い転流経路に対し約 60nH レベルモジュールを使用して低インダクタンスの 3 レベル回路を構成する事は不可能です 長い転流経路は少なくとも C 回路の 3 個のモジュール (Fig. 0 参照 又は TC 回路の 3 個のモジュールの内 個 (Fig. 参照 を通り 浮遊インダクタンスは約 00nH になります これは 3 レベル用モジュールの 3 倍以上です di/dt が同じ場合 この構成において オーバーシュート電圧は 3 倍になります この為 セミクロンは 3 レベル用モジュールの使用を推奨します スナバー回路 スナバーコンデンサは と 間 及び と 間にそれぞれ接続します 出来る限りモジュールに近い位置に置く事が必要で セミクロンのアプリケーションノート A-7006 の手引きに従って選択出来ます アクティブクランプ 他に悪影響を及ぼす電圧を扱う方法は IGBT でアクティブクランプ回路を使用します (Fig. 3 この回路は直列接続された数個の過渡電圧抑制ダイオード (TS で構成されていて IGBT のブレークダウン電圧よりも僅かに低い電圧でブレークダウンします クランプ回路は保護する素子のコレクタ - ゲート間に接続します スイッチがターンオフし 電圧が上昇して TS ダイオードのブレークダウン電圧を越えると IGBT のゲートに電流が流れ IGBT も通電を開始します 磁界のエネルギーが使い果たされると 素子にブレークダウン電圧が印加されます TS ダイオードは再び素子状態になり IGBT はオフします Fig. 3: 単純なアクティブクランプ回路 Gate driver TS 根本的原因 ( ある特定の位置で 半導体間の接続をより短くする事が不可能 で オーバーシュート電圧の低減が不可能な場合 半導体を保護する対策をとります 3 レベル損失計算 特定の応用に最適な 3 レベルモジュールを選択する場合 異なる半導体に発生する損失を計算する必要があります 以下に 3 レベル C 及び 3 レベル TC における損失計算式を示します C 3 レベル C 回路における 0 個の半導体の損失は 以下に従って計算出来ます : 9 / 3

10 M jcos( j sin( j r cos( j 3ce0 ce K cos( j GI f E I : 3M j cos( j sin( j r 3 M cos( j ce0 ce K cos( j GI f E I : ˆ 3M j cos( j sin( j r I 3 4M cos ( f 0 f j K cos( j GI f E I : M 3 j cos( j sin( j r cos( j f 0 f K cos( j GI f E I : M 0 3 j cos( j sin( j r cos( j f 0 f TC 3 レベル TC 回路における 8 個の半導体の損失は 3 レベル C のそれとは異なり 以下の様に計算出来ます : M 3 jcos( j sin( j r cos( j ce0 ce 0 / 3

11 K cos( j GI f E I : ˆ 6M j cos( j sin( j 3M cos( j r I 3 4M cos ( ce0 ce j K cos( j GI f E I : ˆ 3M j cos( j sin( j 3M cos( j r I 3 4M cos ( f 0 ce j K cos( j GI f E I : M 3 j cos( j sin( j r cos( j f 0 f K cos( j GI f E I C と TC 式は M = 0~ に対し有効です 変調率 M は DC リンク電圧と RMS 電圧に関連します M 3 RMS DC セミクロンモジュールの K 及び G I の標準値を Fig. 6 に示します Fig. 6: セミクロンモジュールの標準 K 及び G I IGBT Diode K G I.5 SemiSel SemiSel は顧客固有の応用における パワー半導体の損失及び温度を計算する為のオンラインシミュレーションツールです 冷却 ( 例 : ヒートシンクのタイプと特性 周囲温度 及び電気的パラメーター ( 例 : 入出力電圧 スイッチング周波数 負荷電流 その他 の具体的な値から SemiSel は全ての IGBT とダイオードの損失及び接合温度を数秒で計算します いくつかのパラメーターを変えて 最適な設定 ( モジュールのタイプ スイッチング周波数 を容易に見つけられます SemiSel 4.0 は レベル設計と同様に便利な方法で 3 レベル C 回路の計算が出来る様に拡張されました / 3

12 使用されている記号と用語 記号 用語 L レベル 3L 3 レベル CD クランプダイオード cos j 力率 CS IGBT のコレクターセンス DC 電源の正の電位 ( 端子 DC 電源の負の電位 ( 端子 di/dt Rate of rise and fall of current E 電気的エネルギー E SW f SW FWD L R GB G I ターンオン及びターンオフ時間に発生するエネルギーの合計スイッチング周波数フリーホイールダイオードシングルスイッチチョッパー ボトム側 IGBT チョッパー トップ側 IGBT ハーフブリッジ非線形半導体特性に適用する係数 GM 逆直列スイッチ ハーフブリッジ (IGBT 及び逆並列ダイオード i 時間に対する電流値 Î ピーク電流値 I C,OM IGBT I peak I I RMS j K L S M C TC SW TC Q r CE 標準コレクター電流絶縁ゲート型バイポーラートランジスタピーク電流値スイッチング損失測定の基準電流値 端子電流導通角スイッチング損失の電流依存に対する指数スイッチング損失の電圧依存に対する指数寄生インダクタンス / 浮遊インダクタンス変調率 DC 電源の中性点 ( 端子 : と 間の中間点クランプされた中性点負の温度係数を有する温度センサー有効電力導通損失スイッチング損失正の温度係数を有する温度センサー無効電力オン状態傾斜抵抗 (IGBT r f 順特性傾斜抵抗 ( ダイオード RMS 二乗平均平方根 R th S t THD T j TC TS 熱抵抗皮相電力時間全高調波歪み接合温度 T タイプのクランプされた中性点過渡電圧抑制ダイオード電圧コレクタ エミッタ間供給電圧 / 3

13 CE ce0 コレクタ エミッタ間電圧順方向閾値電圧 (IGBT f0 コレクタ エミッタ間閾値電圧 ( ダイオード CEsat DC RMS コレクタ エミッタ間飽和電圧全供給電圧 (- スイッチング損失測定の基準電圧値 端子電圧 参考文献 [] [] A. Wintrich, U. icolai, W. Tursky, T. Reimann, Application Manual ower Semiuctors, ISLE erlag 0, ISB [3] J. Lamp, "IGBT eak oltage Measurement and Snubber Capacitor Specification", Application ote A-7006, SEMIKRO [4] I. Staudt et al, umerical loss calculation and simulation tool for 3L C converter design, CIM uremberg, 0 [5] M. Sprenger et al, Characterization of a new.k IGBT 3L-C phase-leg module for low voltage applications, EE 0 免責事項 セミクロンは信頼性 機能や設計改善の為 予告なしに本資料を変更する権利を有します 本資料で提供される情報は正確で信頼出来るものです しかしながら 保証するものではなく 情報の正確さや使用に関し責任を負いません セミクロンはアプリケーション 又は本資料中の製品や回路から生じる責任を負いません さらに この技術資料は素子の特性を保証するものではありません 納入 性能や適合性について保証 又は意味するものではありません 本資料は以前に提供された情報の全てに優先し 置換えます 又 予告なしに更新する事があります セミクロン製品の生命維持装置及びシステムへの使用は セミクロンの承認文書なしでは認可されません. SEMIKRO ITERATIOAL GmbH.O. Box ürnberg Deutschland Tel: Fax: sales.skd@semikron.com 3 / 3