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ともみかむら
5 years ago
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1 CMOS RF 回路岡田健一東京工業大学

2 本日のお題 2 RF 回路研究の動向ミリ波マルチバンド低電圧

3 無線スケーリング 3 Capacity [Mbps] 有線データレート ( バックボーン光ネットワーク ) 160λ OC λ 2λ 4λ8λ WDM OC-48 OC-24 OC-12 OC-3 無線データレート (PAN~WAN) 10Gbps This work UWB g n a b 10Mbps Gbps ミリ波の利用 10 0 Bluetooth PDC PHS コンテンツの情報量 LSI の性能有線の通信速度 LSI の性能無線の通信速度周波数帯域ミリ波による超高速無線通信

4 ミリ波帯を利用した無線通信 4 60GHz 帯を用いた近距離無線通信が検討されている 60GHz 帯の電波は酸素分子と共振し吸収されてしまう減衰量 [db/km] O2 遠くに飛ばない反面干渉を受けにくい無免許で使用できるため超高速近距離通信に適応周波数 [GHz] [1] Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997

5 各国の周波数割り当て状況 5 60GHz unlicensed band Europe Japan Australia Australia America, Canada America, Canada Frequency [GHz] Europe Japan Frequency [GHz] [1]

6 60GHz channel plan 6 IEEE c Channel Number 240 MHz Ref: IEEE c with draft doc. Low Freq. (GHz) Center Freq. (GHz) High Freq. (GHz) Nyquist BW (MHz) Roll-Off Factor A A A A MHz 1760 MHz MHz channel of 2.16GHz-BW f GHz

7 40Gbps への課題 7 共通課題 ABB, DBB との CMOS ワンチップ化 60GHz でのダイレクトコンバージョン PA の P1dB>10dBm (PAE>10%) LNA の NF<6dB 40Gbps(64QAM) の課題 PA, LNA の広帯域化 VCO の位相雑音 < ADC >10bit, 3.62GSps DAC >12bit, 3.62GSps

RF 向けトランジスタ動向 8 2007 ITRS page 2, Figure RFAMS1

8 RF 向けトランジスタ動向 ITRS page 2, Figure RFAMS1 コスト要因でデバイスが選択される携帯端末用 PA (10GHz 以下 ) GaAs HBT, (Si-LDMOS) SiGe HBT, RF CMOS

9 Why CMOS? 9 Peak Frequency [GHz] CMOS(LSTP) ft CMOS(LSTP) fmax SiGe HBT ft SiGe HBT fmax Year Cellular 系 : PAを除きCMOS 化が進行データ通信系 * : すべてCMOS 化 *WLAN, Bluetooth, UWB 等の室内向け無線通信集積化による低コスト化キャリブレーション技術による性能向上

10 CMOS の特徴 10 長所ディジタル回路と同じチップに混載できることコスト面での優位 ( 最大の利点 ) ディジタルアシステッド技術の利用性能面の優位は f T, fmaxが高いことだけ短所耐圧が低い ( 微細化について低下 ) ゲインが低い ( 微細化するとより下がる ) Passive 素子のロスが大きい ( 微細化するとより悪化 ) ノイズが大きい微細化につれて製造コストが増加

3W CMOS PA 11 GSM/GPRS Quad-band 対応 PAE 51% in low bands (GSM 850) (35dBm) 45% in high bands (GSM 900) (33dBm) 2-Million device-hour of operation without a single

11 3W CMOS PA 11 GSM/GPRS Quad-band 対応 PAE 51% in low bands (GSM 850) (35dBm) 45% in high bands (GSM 900) (33dBm) 2-Million device-hour of operation without a single failure under full power and elevated temperature Zero field return in more than 10Million units shipped. I.Aoki et al., ISSCC, (Axiom Microdevices) デバイスの性能がでない分工夫で性能をかせぐ

12 さらにその先年 2020 年 2030 年 2030 年における回路動作限界 1GHz マイクロ波 10GHz 100GHz 1THz ミリ波 My target テラヘルツ波 F.Y. 最大発振周波数 (fmax) キャリア周波数伝送レート 2010 年 0.2THz 60GHz 40Gbps 2020 年 1THz 300GHz 200Gbps 2030 年 5THz ( 予測 ) 1.5THz 1Tbps

13 さらにその先 13 Capacity [bps] 1T 100G 10G 1G 100M 10M 1M 有線データレート ( バックボーン光ネットワーク ) OC-3 OC-12 OC-192 OC-24 OC-48 2λ 4λ8λ 32λ 160λ WDM 無線データレート (PAN~WAN) a b g n Bluetooth >1Tbps UWB 10Mbps This work PDC PHS

LPF LPF DAC DAC DAC 8b DAC 8b Reg. bank addr/data 60GHz 2.

14 Our target 14 8b DAC 8b DAC DAC LNA LPF LPF Buff Buff VGA VGA ADC ADC DAC 60GHz Tripler with I/Q ch 20GHz PLL PLL 36MHz TCXO ch 3456MHz PLL PLL DAC Digital Base Band PA DAC 8b+6b DAC 8b+3b LPF LPF DAC DAC DAC 8b DAC 8b Reg. bank addr/data 60GHz 2.16GHz-full 4ch direct-conversion by CMOS QPSK 64QAM 40Gbps IEEE c conformance Dynamic power management: <300mW for RF front-end

15 本日のお題 15 RF 回路研究の動向ミリ波マルチバンド低電圧

16 マルチバンド無線機が必要 16 RFID DTV FM PDC GPS WCDMA GSM RFID Bluetooth WiMAX WiMAX WiMAX WLAN UWB PHS WLAN Mobile Communication Device More multi-band/mode functions Smaller size Lower power operation 全ての周波数帯をカバーする RF フロントエンドをワンチップで実現

17 複数チップの統合 Current 17 Bluetooth RFID 2G/3G PA FM DTV 2G/3G BB CPU GPS WLAN Future

18 3GPP 周波数割り当て 18 バンド uplink downlink 備考 I 1920 ~ 1980 MHz 2110 ~ 2170 MHz 日本 (FOMA, au, SB) アジア欧州等 II 1850 ~ 1910 MHz 1930 ~ 1990 MHz 米国 (PCS 1900でも利用 ) III 1710 ~ 1785 MHz 1805 ~ 1880 MHz 欧州 (DCS 1800でも利用 ) IV 1710 ~ 1755 MHz 2110 ~ 2155 MHz 米国 V 824 ~ 849 MHz 869 ~ 894MHz 米国豪州 (GSM 850でも利用 ) VI 830 ~ 840 MHz 875 ~ 885 MHz 日本 (FOMA, au) VII 2500 ~ 2570 MHz 2620 ~ 2690 MHz 欧州 VIII 880 ~ 915 MHz 925 ~ 960 MHz 欧州 (GSM 900でも利用 ) IX ~ MHz ~ MHz 日本 (FOMA) X 1710 ~ 1770 MHz 2110 ~ 2170 MHz XI ~ MHz ~ MHz 日本 ( 旧シティフォン ) LTEへの対応 (Band 12,13,14,17,33,..,40)

19 背景 ( 周波数利用帯 ) 19 Mobile phone 800MHz, 1.5GHz, 1.7GHz, 1.9GHz, 2GHz (+ 800MHz, 900MHz, 1.8GHz, 1.9GHz for GSM) (+ 1700MHz, 2100MHz, 2600MHz, for LTE) WLAN b/g/n, Bluetooth 2.45GHz WLAN a/n 4.9GHz 5.875GHz GPS 1.2GHz/1.5GHz DTV 440MHz 770MHz UWB 3.1GHz 10.6GHz チップ数チップ面積の増大製造コスト端末寸法 400MHz~10GHz のアプリケーションへの対応

20 集積化へ向けて ( マルチバンド無線 IC) フィルタ 10 個アンプIC 6 個 RF IC 1 個 BB IC 1 個 20

21 段間フィルタの削減フィルタ 4 個アンプIC 6 個 RF IC 1 個 BB IC 1 個 21

22 複数バンドの統合フィルタ 6 個アンプ IC 3 個 RF IC 1 個 BB IC 1 個 LNA 統合 PA 統合 ( 一部 ) LO,Mix 統合 22

23 RF&BB ICワンチップ化フィルタバンク統合フィルタ 1 個アンプIC 3 個 RF&BB LSI 1 個 23

24 LNA 内蔵フィルタ 1 個アンプIC 2 個 RF&BB LSI 1 個 24 LNA 内蔵 - 段間フィルタ Filter 部の統合の順番はoptional

25 マルチバンド RF フロントエンドの課題 25 VCOのマルチバンド化マルチバンドLNA Mixerの高線形化マルチバンドPAの出力電力 PAE 改善 PAのチューナブル化 Duplexerのマルチバンド化

26 マルチバンド LC-VCO μm CMOS 90nm FTR: 9.3MHz~5.7GHz FoMT: -210dBc/Hz Pdc: mw 250μm

27 Single chip transceiver 27 Now Future LNA CMOS PA Conventionally, PA is fabricated in compound semiconductor such as GaAs Recently, CMOS PA is under hot debated to realize single chip transceiver

28 Isolator-less transmitter 28 Function of isolators - Maintain PA s output impedance 50Ω - Protect PA from reflected wave The isolator is not necessary if PA has 50Ω output impedance Conventional Proposed Multi-band duplexer Isolator Multi-band PA LO Reducing off-chip component BB?

29 Output impedance tuning 1 29 If r ds =, Z out = R g f m + Rs // R + 1 s 1 jωc //( R L + jωl) When f s Z out = // gmrs + 1 f R = 2π + R LC (Resonance frequency) 1 L CR L R s : source impedance (50Ω) R L : inductor parasitic resistance Tune C to cancel imaginary part of Z out at arbitrary frequency

30 Output impedance tuning 2 30 R + R f s Z out = // gmrs + 1 L CR L Tune R f to match Z out to 50Ω Z out depends on the value of C, so R f needs to be change according to the matching frequency R s : source impedance (50Ω) R L : inductor parasitic resistance In fact, r ds is small Cascode topology is used

31 Schematic of the proposed PA 31 V DD =3.3V Variable capacitance Variable resistance Change output matching band by switching C and R Differential topology for 3dB larger P sat Class-A bias

32 世界初 : チューナブルマルチバンド PA 32 CMOS 180nm 0.8~3.0GHz PA 1.07mm PA Core 0.96mm Psat=22dBm, PAE=23%

33 Comparison of CMOS PAs 33 Technol ogy V DD [V] Frequenc y [GHz] P sat [dbm] PAE@peak [%] Area [mm 2 ] Output matching [4] RFIC μm CMOS ~ ~ 10 2 (@1dB) Wideband [5] ISSCC μm CMOS ~ ~ 21 3 ~ 16 (drain eff.) 3.6 Wideband [6] T-MTT 07 [7] ISSCC 09 This work 0.18μm CMOS 0.13μm CMOS 0.18μm CMOS ~ ~ 19 8 ~ Wideband ~ ~ ~ * Wideband ~ ~ 22 11~ Tunable *With distributor

34 さらに将来 34 ソフトウェア無線 (SDR: Software Defined Radio) コグニティブ無線 (Cognitive Radio) リコンフィギュラブル RF 回路により実現

35 結論 35 10MHz~6GHz チューナブル VCO( 世界記録 ) 世界初のチューナブル CMOS PA

36 本日のお題 36 RF 回路研究の動向ミリ波マルチバンド低電圧

37 電源電圧のスケーリング 37 Vdd [V] ITRS2000 ITRS Leakage current & Process fluctuation Year The voltage scaling is required again. Low-voltage circuit design is challenging.

38 Low-Voltage LC-VCO 38 Transformer-Feedback VCO can operate with a low supply voltage. 0.5V and 0.35V VCOs are reported. [1] K. Kwok, and H. C. Luong, JSSC 2005 Class-C VCO achieves 196dBc/Hz of FoM. Startup is an issue of Class-C VCO under the low-voltage condition. [2] A. Mazzanti, and P. Andreani, JSSC 2008

39 Impulse Sensitivity Function (ISF) 39 Voltage Waveform Case 1 Phase is NOT shifted Phase is shifted Case 2 ISF 0 [3] A.Hajimiri, and T.Lee, JSSC 1998

40 Ideal Current Conduction 40 ISF 0 Ideal Current 0 Conventional LC-VCO 0 p n p n p t

41 Current Conduction of Class-C VCOs 41 ISF 0 Ideal Current 0 Class-C VCO p n p n p 0

42 Current Conduction of Class-C VCOs 42 ISF 0 Class-C VCO p n p n p 0 Dual-Conduction Class-C VCO (This work) 0 p n p n p

43 Class-C VCO[2] 43 VDD L Veff = Vgs Vth Conventional LC-VCO I p C Vgbias I bias I n Ctail [2] A. Mazzanti, et al., JSSC 2008 I I 0 0 Veff = Vgs Vth 0 0 p n p n p Class-C VCO p n p n p t t t t

44 Dual-Conduction Class-C VCO (Proposed) 44 VDD L for Class-C operation C for start-up I ds1 I ds2 Vod1>0 Vod2 0

45 Dual-Conduction Current Waveform 45 Class-C 動作用発振補償用 -π -π/2 0 π/2 π φ [rad]

46 Dual-Conduction Current Waveform 46 Ids1+Ids2 Dual Conduction (proposed) Vod1=0.12V (Φ1=0.2π) Ids1 Vod2=0V (Φ2=0.5π) Ids2 -π -π/2 0 π/2 π φ [rad]

47 Comparison of Current Waveforms 47 Dual Conduction realizes a narrower current waveform. Proposed Ids1+Ids2 Dual Conduction (proposed) Φ=0.5π & 0.2π Φ0=0.4π Single Conduction (conventional) Conventional -π -π/2 0 π/2 π φ [rad]

48 Analytical Comparison 48 Single Conduction (conventional) Dual Conduction (proposed) Vod=0.05V (Φ0=0.4π) PN: -106dBc/Hz-1MHz Pdc: 168μW FoM: 188dBc/Hz Vod1=0.12V (Φ1=0.2π) Vod2=0V (Φ2=0.5π) PN: -109dBc/Hz-1MHz Pdc: 162μW FoM: 191dBc/Hz ( ) Vdd=0.2V, A=0.15V, Vth=0.5V, f0=5ghz, Q=10

49 Chip Micrograph 49 core area I/O buffer 0.18μm CMOS process 670μm x 440μm for core area

50 Phase Noise Measurement Phase Noise [dbc/hz] Vdd=0.2V Vdd=0.3V k 100k 1M 10M Vgbias1=0.45, Vgbias2=0.55 f0=4.5ghz Offset Frequency [Hz] for 0.2V for 0.3V

51 Performance Comparison 51 Technology [2] [1] This work 0.13μm CMOS 0.18μm CMOS 0.18μm CMOS 0.18μm CMOS Vdd [V] PDC [mw] f 0 [GHz] Phase noise [dbc/hz] FoM [dbc/hz] Topology Class-C (single) Transformer feedback Class-C (dual) [1] K. Kwok, et al., JSSC 2005 [2] A. Mazzanti, et al., JSSC 2008

52 結論 52 従来の低電圧 VCO の 1/10 の消費電力で動作した 0.2V 電源電圧までの動作が可能であった低電圧 VCO の世界記録

53 まとめ 53 RF 回路研究の技術トレンドマルチバンドミリ波低電圧

Microsoft PowerPoint - 光ネットワーク産業_ pptx

Microsoft PowerPoint - 光ネットワーク産業_ pptx 光通信の進展に向けた集積回路技術松澤昭東京工業大学大学院理工学研究科内容 1 通信記録システム技術の発展方向集積回路技術の最近の進展超高速超高周波 CMOS 集積回路の開発例 60GHz CMOS トランシーバ LSI の開発超高速 ADC について高速信号伝送と多値化および ADC 性能 2 伝送回路のデータレートは多値化数 N と帯域 BW の積に比例する帯域が固定されると,