光稠密波長多重信号の位相同期検波の研究 Study of Optical Dense WDM Signal Homodyne Detection ったからであるデジタルコヒーレント技術は前述の伝送信号に対応するため非常に複雑化しデジタル信号処理量は増大の一途を辿っている我々はこの増大した負荷

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らむこいまる
6 years ago
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ったからであるデジタルコヒーレント技術は前述の伝送信号に対応するため非常に複雑化しデジタル信号処理量は増大の一途を辿っている我々はこの増大した負荷を軽減できることも視野に含め光の位相を制御することで様々に多様化した光伝送信号をホモダイン検波する研究を行っている水鳥明 ( Akira MIZUTORI ) 大分大学理工学部創生工学科助教 (Research Associate,

1 ったからであるデジタルコヒーレント技術は前述の伝送信号に対応するため非常に複雑化しデジタル信号処理量は増大の一途を辿っている我々はこの増大した負荷を軽減できることも視野に含め光の位相を制御することで様々に多様化した光伝送信号をホモダイン検波する研究を行っている水鳥明 ( Akira MIZUTORI ) 大分大学理工学部創生工学科助教 (Research Associate, Faculty of Science and Technology, Oita University) 電子情報通信学会正員日本音響学会正員受賞 : 電子情報通信学会通信ソサイエティ論文賞 (2012 年 ) 研究専門分野 : 光通信システムデジタル信号処理あらまし光通信における伝送容量の拡大は急務の課題となっているその一解決法である稠密波長多重伝送方式は周波数利用効率を格段に上げる本稿では光の位相同期制御という観点から稠密波長多重された信号をホモダイン検波することを試みたナイキストフィルタリングはシンボルレート周波数と同等な帯域幅に信号帯域を抑圧できるこれによりガード帯域幅 ( 隣接チャネルとの混信を防ぐための余白帯域 ) を 0Hz に設定した 3 波稠密配置の信号光を作り送信する受信側でこの中央の信号光をホモダイン検波することに成功した同時に隣接するキャリアの信号に対しても周波数推定することなく簡単なデジタル処理で信号を再生できたこれまでに BPSK 信号に対し受信信号の位相を 2 倍する回路を使った COSTAS ループによるホモダイン検波に成功しその後位相 4 倍回路へと進展させ QPSK や 16QAM 信号の光ホモダイン検波へと進めてきた [1]-[3] さらに偏波多重 QPSK 信号においても X-Y のいずれかの偏波信号に対して検波することで他方の偏波も位相同期していることを検証した [4] 本稿では波長多重された QPSK 信号に対してもホモダイン検波が可能であることを検証したのでご報告する 2. ナイキストフィルタと波長多重ナイキストフィルタはデジタル信号処理で実現される FIR(Finite Impulse Response) であるその特徴は大きく 2 点あるひとつ目はその周波数帯域にあり任意の遮断周波数で急峻に遮断できることであるデジタル信号を矩形波で伝送するとシンボルレート周波数の数倍の高調波が発生し隣接チャネルへのクロストークとなるこのため波長間隔をシンボルレート周波数の数倍程度にしなければならないしかしナイキストフィルタを通した波形で伝送すれば高調 1. 研究の目的背景近年増大するインターネットトラヒックに対し光通信の伝送容量増大が求められているこの要求に応えるべく位相変調による BPSK から QPSK さらに直交ベクトル変調による多値化や偏波多重波長多重など様々な伝送容量増大のための方式が研究されているそしてこれらの方式で伝送された光信号を受信することを可能にしたデジタルコヒーレント技術の発展が全てを支えているなぜなら無線通信で行われているホモダイン検波技術を光に応用することが非常に困難であり光の位相を制御することが困難だ図 1. ナイキストフィルタの周波数特性 1 TELECOM FRONTIER No SUMMER

波は発生せず波長間隔を大幅に狭めることが可能になる結果として稠密配置が可能となる本研究では波長間隔をシンボルレート周波数にまで縮めて実証を行った図 1 にナイキストフィルタによる周波数特性を示す図中の横軸はシンボルレート周波数 f sym で規格化された周波数であり縦軸はゲインであるロールオフ率 b=0.

2(a) は通常の矩形波でのアイパターンであり図 2(b) がナイキストフィルタを通した擬似ランダム波形のアイパターンである通常のアイパターンとは異なり 1 シンボル周期の中央 1 点でのみ全ての信号が +1 か-1 を通過しているこのように符号間干渉のない信号を生成できる 3. 稠密波長多重信号同期検波の実証 3.

5GHz) にヘテロダイン位相同期させ周波数位相ともに変動しないようにしてあるこれにより波長間隔は 2.5GHz としている各キャリア光に対し異なるベクトル変調器により光 QPSK 変調を施すこのときシンボルレート周波数は 2.

2 波は発生せず波長間隔を大幅に狭めることが可能になる結果として稠密配置が可能となる本研究では波長間隔をシンボルレート周波数にまで縮めて実証を行った図 1 にナイキストフィルタによる周波数特性を示す図中の横軸はシンボルレート周波数 f sym で規格化された周波数であり縦軸はゲインであるロールオフ率 b=0.1 のときチャネル 0( 黒線 ) と隣接チャネル 1( 赤線 ) を示しているチャネル 0 のキャリア周波数を基準 ( 横軸 =0) とすればチャネル 1 のキャリア周波数はキャリア間隔 ( 横軸 =1 に相当 ) を隔てているふたつ目は時間領域での符号間干渉が原理的にないことである図 2 にアイパターンを示す図 2(a) は通常の矩形波でのアイパターンであり図 2(b) がナイキストフィルタを通した擬似ランダム波形のアイパターンである通常のアイパターンとは異なり 1 シンボル周期の中央 1 点でのみ全ての信号が +1 か-1 を通過しているこのように符号間干渉のない信号を生成できる 3. 稠密波長多重信号同期検波の実証 3.1 実験系の構成実験系の構成図を図 3 に示す送信側では 3 基の半導体レーザを用いてキャリア光を発生し稠密波長多図 2. アイパターン比較重を行うこの 3 基の半導体レーザは光周波数コム基準 OFCR *1 ( 中心波長 nm コム間隔 2.5GHz) にヘテロダイン位相同期させ周波数位相ともに変動しないようにしてあるこれにより波長間隔は 2.5GHz としている各キャリア光に対し異なるベクトル変調器により光 QPSK 変調を施すこのときシンボルレート周波数は 2.5GHz としているすなわち隣接するチャネル間に隙間はなくガード帯域幅は 0Hz である従ってナイキストフィルタのロールオフ率が隣接チャネルへのクロストークになる条件で検証している送信時に隣接チャネルへ (to) のクロストークを少なくすためにナイキストフィルタリングを施すが受信時にも隣接チャネルから (from) のクロストークを遮断するためにフィルタリングしたいしかし図 3. 光稠密波長多重通信実験系構成図 2 TELECOM FRONTIER No SUMMER

3 符号間干渉が発生しない特徴はナイキストフィルタを 1 回通したときだけであり 2 回通すことはできない 2 回通すことは逆に符号間干渉を発生させることになるこのため通常は図 4 に示すようなルートナイキストフィルタを用いるルートナイキストフィルタは 2 回使用することでナイキストフィルタと同等の役目を果たす図 4(a) に示すように通常のナイキストフィルタで送信し受信側で何も施さなければ隣接の信号も混入してしまうが図 4(b) のようにルートナイキストフィルタを送受信の双方で使用することにより所望のチャネルの信号のみを取り出すことが可能となるルートナイキストフィルタリングもデジタル信号処理により可能ではあるがホモダイン検波系の COSTAS ループ内にはリアルタイム処理で無いため使用できない受信系は局発光レーザとレシーバモジュール IRM( 光 90 度ハイブリッド回路と差動ホトダイオードアンプから成る ) 低域遮断フィルタ位相 4 倍回路 (Phase Quadruple circuit) とループフィルタで構成されるホモダイン検波後の受信信号としては IRM の出力 I, Q 信号を分岐してオシロスコープで観測したデータを使用する一方 COSTAS ループはこの IRM の出力信号をマイクロストリップラインで基板上に構成した楕円フィルタに通すこの楕円フィルタはナイキストフィルタの代替としての低域遮断フィルタであるその後位相 4 倍回路で位相誤差信号に変換しループフィルタを通して局発光源レーザにフィードバックする構成になっている COSTAS ループによるホモダイン位相同期達成後に IRM から分岐した出力信号をデジタルオシロスコープにより観測したものを用いてオフラインでデジタル信号処理する図 5 に示すようにデジタル信号処理は 2 段階に構成されている第 1 段階を図 5(a) に示す観測したデータは 3 分岐され一つは周波数オフセットを与えずにルートナイキストフィルタに通される ( 図中の中段 ) これにより中央のチャネル信号が抽出される並行して +2.5GHz, -2.5GHz の周波数オフセットを与えた後にルートナイキストフィルタリングすることで隣接チャネル信号を各々抽出できる第 2 段階では図 5(b) に示す処理で通常のデジタルコヒーレント処理でありダウンサンプリング周波数オフセット推定 & 補正位相オフセット推定 & 補正を行うという構成になる図 4. ルートナイキストフィルタ図 5. ホモダイン検波後のデジタル信号処理 3.2 実験条件波長多重数は 3 波長とし波長間隔は 2.5GHz である変調方式は 3 波ともに 2.5GSymbol/s の QPSK である従って 3 波合わせて 15Gbit/s の伝送を 7.5GHz の帯域を使って行う実験となるベクトル変調器に入力する変調信号は I, Q ともに異なる系列の擬似乱数 (I は 13 次 Q は 11 次の PRBS 系列 ) のインパルス列をルートナイキストフィルタリングして予め計算して作成しておく使用するロールオフ率は b=0.01~1.0 の 11 パターンを用意したこの信号を任意波形発生装置 (AWG:Arbitrary Waveform Generator) から出力し分岐遅延増幅して 3 台のベクトル変調器を駆動する各変調器への信号はいずれも数シンボル分 (12.5Symbol/m) の遅延が与えられており相関が無いように設定されている 3 TELECOM FRONTIER No SUMMER

でサンプリングされる他方ではホモダイン検波のために遮断周波数 1.45GHz の楕円フィルタを通って位相 4 倍回路へ行き位相誤差信号が出力される.

4 使用する AWG の最大サンプリング周波数は 16GSample/s であったが OFCR のコム間隔 2.5GHz の最大整数倍 (6 倍とした ) である 15GSample/s としたゆえに信号は 6Sample/Symbol 2.5GSymbol/s であるさらに 3 つの変調信号光はその光強度が等しく成るように合波されて送信される受信側では受信信号光と局発光が IRM に入力され電気信号に変換される IRM の帯域は 40GHz である従って 3 波長の信号は同時に全て観測される IRM 出力で分岐された一方はオフラインでデジタル処理するための観測信号としてオシロスコープにより 100GHz でサンプリングされる他方ではホモダイン検波のために遮断周波数 1.45GHz の楕円フィルタを通って位相 4 倍回路へ行き位相誤差信号が出力される. 位相 4 倍回路を構成する IC 群はいずれも帯域 20GHz で動作する得られた位相誤差信号はループフィルタを通して局発光の注入電流源に直接フィードバックされ局発光を制御する位相同期後には先のオシロスコープで観測したデータを 100GHz から 15GHz へとダウンサンプリングしてから図 5 に示したデジタル信号処理を行う図 6. 位相同期後のコンステレーションマップ上段 : チャネル分離後下段 : デジタル処理後いずれもロールオフ率 b = 0.02 図 6 下段のデジタル処理後の結果からいずれも周波数オフセット推定値は 0Hz となっており位相オフセットのみが補正されていた次にロールオフ率による影響を図 7, 8 に示す 3.3 実験結果ロールオフ率 b=0.01~1.0 の全てのパターンに対して位相同期は達成された位相同期後に観測したデータから既知の周波数シフトとルートナイキストフィルタリング ( 図 5(a) に示した方法 ) で処理した結果を図 6 上段にその他のデジタル信号処理 ( 図 5(b) の処理 ) の結果を図 6 下段に示す左から周波数オフセット (a)-2.5ghz,(b) 0GHz,(c)+2.5GHz であり横軸に I 信号縦軸に Q 信号を取りコンステレーションマップにした上段はダウンサンプリング前のデータであり信号の遷移状態まで見ることができる影の濃い部分が符号点になるまた周波数オフセット推定位相オフセット推定もしていないが (b) の位相同期させたキャリアの信号に対して周波数も位相もオフセットは無いと判断できる周波数や位相が同期していないときは影が同心円状に見えるしかし (a)(c) の隣接キャリアの信号に対しては周波数オフセットは見られないが位相オフセットは明らかに存在する図 7. ロールオフ率 b とコンステレーションマップ図 8. ロールオフ率 b に対する Q 値 4 TELECOM FRONTIER No SUMMER

5 いずれも位相同期をかけた中央のキャリア信号のみの結果である図 7 はロールオフ率 b=0.02,0.10,1.0 の場合を図 6 と同じくコンステレーションマップで示したロールオフ率が大きくなるほど符号点の広がりが大きくなり最大のb =1 のときはその広がりが隣接符号と重なっている図 8 に分布の広がりを統計処理により算出した Q 値 (Quality factor) を縦軸にロールオフ率 b を横軸 ( 対数軸 ) にして示す直線近似線 ( 図中点線 ) で示しているようにロールオフ率 b を小さくするほど Q 値は大きくなる今回の実験では b=0.02 で Q=21.3dB を達成した b が小さいほど帯域制限が厳しくなり結果としてクロストークが小さくなるため Q 値が大きくなったしかしながら b=0.0 は FIR フィルタのタップ数が無限大になり理論的に実現不可能であるまた b=0.01 においてもすでに限界に近いなぜなら図 2(b) に示したナイキストフィルタリング波形のアイパターンから符号点を通過する際の傾きが急峻に成るためであるこれはダウンサンプリング時のわずかなタイミングのずれが符号点をずらすことになるからである 4. まとめ本稿では 3 波稠密波長多重信号に対してホモダイン検波できることを実証したナイキストフィルタリングにより急峻に帯域制限された信号であってもホモダイン検波できたことの意義は大きいまた周波数オフセット推定の必要も無く受信側で中央チャネルに位相同期しただけで簡単に両側の隣接チャネル信号をも検出できたこれは送信側の各キャリアが光周波数コム基準 OFCR にロックしていることが大きな要因になっているおわりに本研究を精力的に推し進めてこられ本課題の責任者でもあった故古賀正文先生に深謝致しますとともにご冥福をお祈り致しますまたこれまで古賀先生に多くの御協力を頂いた全ての皆様に感謝致します用語解説 *1 OFCR(Optical frequency Comb Reference): 高精度に安定化された基準光源をもとにコム化したもの参考文献 [1] M. Koga, and A. Mizutori, Decision-Directed Costas Loop Stable Homodyne Detection for 10- Gb/s BPSK Signal Transmission,IEEE Photonics Technology Letters, Vol.26, No.4, PP , [2] M.Koga, Y. Shigeta, F. Shirazawa, H. Ohta and A. Mizutori, Costas Loop Homodyne Detection for 20-Gbit/s QPSK Signal on the Optical Frequency Synchronous Network IEEE Journal of Lightwave Technol. JLT [3] 阿部, 小玉, 水鳥, 古賀,2016 年電子情報通信学会ソサイエティ大会,B-10-25, 北海道,2016 [4] 阿部, 小玉, 水鳥, 古賀,2017 年電子情報通信学会ソサイエティ大会,B-10-27, 東京,2017 関連文献末次, 水鳥, 片山,2019 年電子情報通信学会ソサイエティ大会, 大阪,2019( 投稿済 ) 5. 将来展望これまでに完成されている様々な光通信方式に対して光位相同期制御という観点からホモダイン検波を実証してきた今後は現在もなお研究され続けているスーパーナイキストや直交周波数分割多重 (OFDM) などの方式による光信号に対しても位相同期検波が可能であることを実証したいと考えているこの研究は平成 27 年度 SCAT 研究助成の対象として採用され平成 28~30 年度に実施されたものです 5 TELECOM FRONTIER No SUMMER

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<4D F736F F F696E74202D2091E FCD91BD8F6489BB82C691BD8F E835A83582E > 多重伝送と多重アクセスコミュニケーション工学 A 第 4 章多重伝送と多重アクセス多重伝送周波数分割多重 (FDM) 時分割多重 (DM) 符号分割多重 (CDM) 多重アクセス多重伝送地点から他の地点へ複数チャネルの信号を伝送するときに, チャネル毎に異なる通信路を用いることは不経済である. そこでつの通信路を用いて複数チャネルの信号を伝送するのが多重伝送である. 多重伝送の概念図チャネル