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なぎさすみい
5 years ago
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1 () 増幅回路の周波数特性 Frequency characteristic of amplifier circuit

(2) 増幅回路の周波数特性 Frequency characteristic of amplifier circuit MOS トランジスタの高周波モデル High-frequency model for MOS FET ゲート酸化膜は薄いので G-S, G-D 間に静電容量が生じる ( 寄生容量 ) Parasitic capacitances C gs and.

2 (2) 増幅回路の周波数特性 Frequency characteristic of amplifier circuit MOS トランジスタの高周波モデル High-frequency model for MOS FET ゲート酸化膜は薄いので G-S, G-D 間に静電容量が生じる ( 寄生容量 ) Parasitic capacitances C gs and. may be existent, as the oxidized layer of the gate is very thin. G C gs + V gs - g m V gs r o D C db S C gs, が寄生するので増幅回路は周波数特性を持つ Amplifier circuit has frequency characteristic due to parasitic C gs and.

3 (3) 増幅回路の周波数特性 Frequency characteristic of amplifier circuit 周波数特性の概要 frequency characteristic A (db) A O 2 A O 低域中域利得が平坦な領域 = 中域 Region where the gain is flat = middle frequency band 高域 Low band middle band high band 最大利得に対して-3 dbとなる値 -3 db reduction in gain. トランジスタのが持つインピーダンスが小さくなり利得が低下する Why does the reduction in this region take place? f cl 低域遮断周波数 lower cut-off frequency f ch 高域遮断周波数 higher cut-off frequency 回路のが持つインピーダンスが大きくなり利得が低下する Why does the reduction in this region take place?

4 (4) ミラー効果 Miller Effect この寄生容量は入力端子からどう見えるか? How does this parasitic capacitance look from the input terminal? G v gs g m v gs S D r d // R L G v gs + - S r d // R L D v out r d R r L d R L 負荷抵抗 Load R 負荷抵抗 R L ~0 L ~0 kω kω C gg ~5 ff Load f~ MHz C gg ~5 ff f~ MHz 電源の等価性より (Theveninの定理) この電圧は The voltage given by Thevenin's theorem g m v gg r d //R L Kv gg

5 ミラー効果 Miller Effect As Assuming jωc gg jωc gg + v gs - the voltage source. R L と考えてよいとすると C gg D r d // R L v out -g m (r d // R L ) v gs v gg r d //R L, C gg can directly in connection with つまり C gg looks like C gg = + K C gg のように見える入力側からはさらに C gg が並列につながっている In addition C gg is in parallel to the input. ゲートドレイン間の電圧は Voltage between gate and drain: v gg = v gg Kv gg = + K v gg g m ~ msとすると v gg が V 変化したときにC gg の両端の電圧は + ms 0 kω V = V 変化する Assuming g m ~ ms, the voltage across C gg changes + ms 0 kω V = V when v gg changes by V. ゲートから見たインピーダンスは The impedance looking from the gate: v gg v gg = i g jωc gg v gg jωc gg + K (5)

6 (6) ソース接地回路の周波数特性 Frequency characteristic of common-source circuit 信号源の出力インピーダンス Output impedance of voltage source R L R V out V in C R 2 R S C S V DD 信号源を入力情報としたときの等価回路を描く ωc s R s とする Equivalent circuit assuming that V in is the input voltage ( ωc s R s ).

7 ソース接地回路の小信号等価回路 ( 高域 ) Small-signal model for the common-source circuit (high-frequency region) i in C r d i out R L v in R // R 2 C gs V out 高域ではC のインピーダンスが低くなり短絡と等価 Impedance of C is low in high-frequency region and equivalent to short circuiting. i in C i out r d R L v in R // R 2 C t V out v gg = R //R 2 jωc t R //R jωc t R //R 2 jωc t R //R 2 + jωc t C t = C gg + + K C gg = C gg + + g m r d //R L C gg R //R 2 + jωc v ii = t R //R 2 + v R //R ii = 2 + jωc t R //R 2 v ooo = g m r d //R L v gg R //R 2 + R //R 2 + jjc t R //R 2 v ii (7)

8 (8) 高域の周波数特性 High-Frequency region. よって電圧利得は Voltage gain: A v = v ooo g m R //R 2 r d //R L = v ii + R //R 2 + jjc t R //R 2 If ω +R //R 2 C t R //R 2 のとき A v = A vv = g m R //R 2 +R //R 2 r d //R L ( 中域の利得 gain in the middle band) Rewriting A v を書き直すと A v = A vv + jωc t R //R 2 + R //R 2 A vv + j ω ω p ただし provided ω p = 2πf p = +R //R 2 C t R //R 2

9 (9) 低域の周波数特性 Low-Frequency band 低域では寄生容量 C gs とを無視 C gs and can be ignored in low freq. region. 結合容量 C とバイパス容量 C s が無視できなくなる C and C S can not be ignored in low freq. region. ただし R s は R //R 2 に比べて小さいので C s より C の影響が大きいことが多い C may be more significant than C s, because R S is smaller than R // R2. そこで ωc s R s として C s を無視すると Assuning ωc s R s, C s can be ignored. v in i in R // R 2 i out C v gs gmvgs r d RL v out R //R 2 v gg = + + R jωc //R 2 v ooo = g m r d //R L v gg

10 (0) 低域の周波数特性 Low-Frequency region よって電圧利得は voltage gain: A v = v ooo v ii = g m R //R 2 r d //R L + R //R 2 + jjc If ω C +R //R 2 のとき A v A vv = g m R //R 2 r d //R L ( 中域の利得 gain in the middle band) + R //R 2 Rewriting A v を書き直すと (db) A v = A vv A vv + j ω cc jωc + R //R 2 ω ただし pfovided ω cc = 2πf cc = C +R //R 2 (r d is often neglected because it is higher than R L. r d //R L R L )

11 ドレイン接地増幅回路の周波数特性 Small-signal model for the common-drain circuit v in C R R 2 V out R L V DD ソースは接地されていないのでゲートソース間電圧 v gg はゲート電位とソース電位の差となる V gs is the potential difference of the gate and source, because of source is not grounded. C gs i in C v g S i out V out v in R // R 2 G D g m (v g -v out ) r d // R L R L (DS 間抵抗 r d はR L より大きいとして無視することが多い ) (r d, is often neglected as it is higher than R L. ) ()

12 小信号等価回路 Small-signal model C C gs V out v in R // R 2 r d // R L C g m v g g m v out この 2 つの電流源で these two equivalently consist g m v g v ooo と同じ C gs これは vooo という電圧で g m v ooo の電流を発生させるので g m の抵抗と同じ The second current source is the same as resistor g m. v in R // R 2 r d // R L // g m = r d R L +g m r d R L Thevenin の定理によりこの電圧は g m v g r d //R L // g m = g m r d //R L + g m r d //R L v g Kv g (2)

13 (3) Miller 効果を考える Think of the Miller effect jωc gg R L // g m として C v g r d R L + g m r d R L v out v in R // R 2 C t Kv g C t = C gg + K C gg = C gg + C gg + g m r d //R L Assuming r d R L g m 0 ms R L KΩ +g m r d //R L となる from the input 入力側からは C gg はそのまま見える looks as it is C gg はほとんど見えない looks very small

14 (4) 高域の周波数特性 High-Frequency Characteristics C v g (r d // R L ) / (+g m (r d // R L )) v in R // R 2 C t Kv g v out 高域では C が短絡していると考える C can be assumed as to be short circuited in high-frequency band. v g = R //R 2 + jωc t R //R 2 R //R 2 v R + //R ii = 2 + R //R 2 + jjc t R //R 2 + jωc t R //R 2 v ooo = Kv gg v ii 電圧利得 Voltage gain A v = v ooo v ii = g m r d //R L R //R 2 + g m r d //R L + R //R 2 + jjc t R //R 2

15 (5) 高域の周波数特性 High-Frequency Characteristic ωが +R //R 2 に比べて十分小さければ C t R //R 2 g m r d //R L R //R 2 A v A vv = ( 中域の利得 gain in the middle band) + g m r d //R L + R //R 2 が小さければに近い close to if is small. Rewriting A v を書き直すと A v = A vv + jω C A t R //R vv 2 ただし provided + R //R 2 ω ch = 2πf ch = + R //R 2 C t R //R 2 + j ω ω cc ソース接地と同じ式になるが利得がより小さい C t が小さくなるので f cc は高くなる The same expression as common source but... Gain is lower than f cc is high because C t is small.

16 (6) 低域の周波数特性 Low-Frequency Characteristic 低域では寄生容量 C t ( C gg と Miller 効果を考えた C gg の等価容量の和 ) を無視結合容量が無視できなくなる短絡とは考えられないという意味 C t ( C gg aaa C gg considering the Miller effect) is neglected in the low frequency band. Coupling capacitance C can not be neglected. R //R 2 v g = + v ii jωc + R //R 2 v ooo = Kv g = g m r d //R L v + g m r d //R g L 電圧利得 voltage gain A v = v ooo v ii = g m r d //R L R //R 2 + g m r d //R L + R //R 2 + jjc If ω C +R //R 2 であれば A v = A vv = g m r d //R L R //R 2 +g m r d //R L +R //R 2 ( 中域の利得 gain in the middle band)

17 (7) 低域の周波数特性 Low-Frequency Characteristic Rewriting A v を書き直すと A v = A vv + jωc + R //R 2 A vv j ω cc ω ただし provided ω cc = 2πf cc = C + R //R 2 ソース接地と同じ式となる The same expression as common source. Avo Av (db) 2 Avo (3 db 低下点 ) log f 20 db/dec

18 (8) ソース接地とドレイン接地の比較 Comparison: common-source and common-drain V in R C G R 2 C gs R L D S V DD V out G の電位が上がると D の電位がドカッと下がるので v g g m R L v g C gg には大きな電流が流れるつまり C gg は入力側からは実際より大きく見える C gs は入力側からはそのままの値に見える V in R C G R 2 C gs R L D S V DD V out ドレインは交流的に接地されているのでは入力側からはそのままの値に見える Gの電位が上がると Sの電位もそれにつられて上がるので g m r d //R L v g v + g m r d //R g L C gg は入力側からは実際よりも小さく見える

19 (9) ソース接地とドレイン接地の比較 Comparison: common-source and common-drain R C G R L D S V DD V out Massive reduction in potential at D when potential at G goes up. v g g m R L v g Large displacement current through C gg C gg looks larger than it is from the input side. V in R 2 C gs from the input side, C gs looks as it is V in R C G R 2 C gs R L D S V DD V out looks as it is because the drain is ground in terms of AC signal. The potential at S goes up as the potential at G goes up. g m r d //R L v g v + g m r d //R g L From the input, C gg looks smaller than it is.

20 計算例 Example g m =.0 ms, r d = 00 kω, C gg = 500 ff, C gg = 5.0 ff, R = 38 kω, R 2 = 22 kω, = 2 kω とするとソース接地 (R L = 2 KΩ) Common source R //R 2 = 4 KΩ r d //R L = 0.7 KΩ A vv = g m R //R 2 r d //R L = R //R 2 逆相で大きい値 negative, large C t = C gg + + K = C gg + + g m r d //R L C gg = 500 ff ff = 559 ff ドレイン接地 (R L = 4 KΩ) Common drain r d //R L = 3.8 KΩ A vv = g m r d //R L + g m r d //R L C t = C gg + K C gs = + = 5.0 ff + 04 ff = 0 ff R //R 2 + R //R 2 = 0.43 C gs + g m r d //R L f cc = 2π + R //R 2 C t R //R 2 = 44 MHz f cc = 2π + R //R 2 C t R //R 2 = 224 MHz (20)

Microsoft PowerPoint - 9.Analog.ppt

Microsoft PowerPoint - 9.Analog.ppt 9 章 CMOS アナログ基本回路 1 デジタル情報とアナログ情報アナログ情報大きさデジタル信号アナログ信号デジタル情報時間情報処理システムにおけるアナログ技術通信ネットワークの高度化無線通信, 高速ネットワーク, 光通信ヒューマンインタフェース高度化人間の視覚, 聴覚, 感性にせまる脳型コンピュータの実現テシタルコンヒュータと相補的な情報処理省エネルギーなシステム