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きみのしんたかぎ
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1 一般社団法人電子情報通信学会 E INSIUE OF ELECRONICS, INFORMAION AND COMMUNICAION ENGINEERS 信学技報 IEICE echnical Report omlinson-arashima Precoding を用いるシングルキャリアマルチユーザ MIMO 下りリンクへのダイバーシチの適用効果吉岡翔平熊谷慎也安達文幸東北大学大学院工学研究科通信工学専攻仙台市青葉区荒巻字青葉 {yoshioa, magai}@mobile.ecei.toho.ac.jp, adachi@ecei.toho.ac.jp あらましシングルキャリア (SC) 時空間ブロック符号化送受信ダイバーシチ (-JRD) は周波数ダイバーシチ利得および空間ダイバーシチ利得の両方を同時に獲得できる, 下りリンク伝送に適したシングルユーザ (SU) マルチアンテナ送受信ダイバーシチ (MIMO ダイバーシチ ) 技術である.SU-MIMO ダイバーシチをマルチユーザ (MU) 伝送へ拡張する場合には,MIMO チャネルをユーザ毎に直交化しなければならないから容易ではない. omlinson-arashima Precoding(P) を用いる MU-MIMO では, 演算により送信電力の増大を抑圧しつつ, ユーザ間干渉 (IUI) が生じないように送信機であらかじめ IUI を減算する. さらに, これに周波数領域等化 (FDE) を送信側で行う広帯域 SC 伝送を組み合わせれば, 優れた下りリンク伝送品質を実現できる. 本報告では,P を用いる MU-MIMO 下りリンクへの SC--JRD の導入について検討している. 計算機シミュレーションにより平均ビット誤り率 (BER) 特性を明らかにしている. キーワードシングルキャリアマルチユーザ MIMO 下りリンク,omlinson-arashima Precoding, 時空間ブロック符号化 Effect of Diersity on Single-Carrier Mlti-User MIMO Downlin sing omlinson-arashima Precoding Shohei YOSIOKA Shinya KUMAGAI and Fmiyi ADACI Dept. of Commnications Engineering, Gradate School of Engineering, oho Uniersity Aza-Aoba, Aramai, Aoba-, Sendai, Japan {yoshioa, magai}@mobile.ecei.toho.ac.jp, adachi@ecei.toho.jp Abstract Single-carrier (SC) space-time bloc coded-joint transmit/receie diersity (-JRD) is a single ser (SU) mltiple-inpt mltiple-otpt (MIMO) diersity scheme which is sitable for downlin transmission. SC--JRD can obtain both freqency diersity gain and spatial diersity gain. Extending SU-MIMO diersity to mlti-ser (MU) transmissions is not easy since the MIMO channels mst be made orthogonal for each ser. In MU-MIMO sing omlinson-arashima precoding (P), inter-ser interference (IUI) is sbtracted at the transmitter to aoid IUI at the receiers while sppressed the transmit power increase by operation. MU-MIMO sing P combined with broadband SC transmission sing transmit freqency-domain eqalization (FDE) achiees a good downlin transmission performance. In this paper, we introdce SC--JRD into MU-MIMO downlin sing P. We ealate the aerage bit error rate (BER) performance by compter simlation. Keyword Single-carrier mlti-ser MIMO downlin, omlinson-arashima precoding, Space-time bloc coding 1. まえがき次世代移動無線通信システムでは超高速伝送を実現するために広帯域伝送となる. 広帯域伝送では, 遅延パスによる符号間干渉 (ISI) の影響により伝送品質が劣化する [1]. 最小平均二乗誤差 (MMSE) 規範に基づく周波数領域等化 (FDE)[2] を用いるシングルキャリア (SC) 伝送は,ISI を抑圧し周波数ダイバーシチ効果を得られるため優れた伝送品質を実現できる. しかし, 残留 ISI により伝送品質改善には限界がある. 下りリンク伝送では, さらなる伝送品質の改善として SC 時空間ブロック符号化送受信ダイバーシチ (-JRD) [3] が大変有効である.SC--JRD は ( 送信アンテナ本数 ) ( 受信アンテナ本数 ) と等しいオーダの最大比合成空間ダイバーシチ利得と, 周波数ダイバーシチ利得の両方を同時に獲得することができる下りリンク伝送に適したシングルユーザ (SU) マルチアンテナ送受信 (MIMO) ダイバーシチ技術である. SU-MIMO ダイバーシチをマルチユーザ (MU) 伝送へ拡張する場合には,MIMO チャネルをユーザごとに直交化しなければならないから容易では his article is a technical report withot peer reiew, and its polished and/or extended ersion may be pblished elsewhere. Copyright 213 by IEICE

2 ない.MU-MIMO 下りリンク技術 [4] として, ユーザ間干渉 (IUI) が生じないように基地局 (BS) でプリコーディングを行う Channel Inersion[5] やブロック対角化 (BD)[6] が知られており, ユーザ間の直交化が可能である. しかし,Channel Inersion では等価チャネルが受信アンテナ毎に直交するため SC--JRD を適用できない.BD では, 等価チャネルがユーザ内で非直交のため SC--JRD の適用が可能であるが, SC--JRD の適用による空間ダイバーシチオーダの増加よりも雑音の増加の影響が大きく, ビット誤り率 (BER) 特性が劣化してしまう. そこで筆者らは,omlinson-arashima Precoding (P) を用いる MU-MIMO 下りリンク [7] に注目している.P を用いる MU-MIMO 下りリンクでは, 等価チャネル行列がブロック下三角行列となるようプリコーディングを行い, ユーザ間を完全には直交化しない. 各ユーザの受信機で IUI が発生しないように, プリコーディング後に残留する IUI を変調信号からあらかじめ減算する. そして, 干渉減算に伴う送信電力の増大は演算により抑圧する. この P を用いる MU-MIMO 下りリンクでは, ダイバーシチオーダの低下を抑えつつ複数ユーザを空間多重できる. また, 送信 FDE を用いる広帯域 SC 伝送と P を用いる MU-MIMO 下りリンクを組み合わせることで, 優れた BER 特性を実現できることが知られている [8]. さらに, BD と同様に等価チャネルがユーザ内で非直交のため, SC--JRD の適用が可能である. そこで本報告では,P を用いる MU-MIMO 下りリンクへの SC--JRD の導入について検討する. 計算機シミュレーションにより平均 BER 特性を明らかにし, ダイバーシチオーダについて考察する. 本報告の構成は以下のとおりである. 第 2 章では, P を用いる MU-MIMO 下りリンク伝送について述べる. 第 3 章では,SC--JRD について述べる. 第 4 章で計算機シミュレーションにより平均 BER 特性を明らかにし, 第 5 章でまとめる. 2. P を用いる MU-MIMO 下りリンク伝送 2.1. システムモデル図 1 に P を用いる MU-MIMO 下りリンク伝送の送受信系を示す.BS と通信するユーザ数を U とし, 等価チャネルの最上部のユーザから順にユーザ, 1,, U1 とする.BS の送信アンテナ本数を N とし, ユーザはそれぞれ N R 本の受信アンテナを用いることとする.BS はまず, 各ユーザへ送信するデータ系列を変調する. ユーザ毎に変調信号系列を N c 個の変調信号からなる J 個のブロックに分割し, ブロック毎に N c ポイント離散フーリエ変換 () を適用することで U J 個の周波数領域シンボルブロックに変換する. ここで,J は各ユーザの受信アンテナ本数 N R に依存する値であり, 第 3 章で述べる.P を用いる MU-MIMO では各周波数の等価チャネル行列をブロック下三角行列にするため, ユーザの受信信号には IUI が生じない. したがって, ユーザの J 個の周波数領域シンボルブロックにそのまま符号化および送信 FDE を適用する. ユーザ (=1U1) の受信信号にはユーザ 1 への信号による IUI が生じるため, 以下の IUI 減算から送信 FDE までの操作はユーザ 1, 2, U1 の順に行わなければならない. ユーザの受信信号に生じるユーザ 1 の IUI 信号を計算し, ユーザの J 個の周波数領域シンボルブロックから減算する.IUI 減算操作に伴い送信信号電力が増大してしまうが, 演算を行うことで抑圧することができる. ただし, 演算は時間領域で行わなければ受信側での演算後に正しい信号を得られない. そこで,IUI 減算後のユーザの周波数領域シンボルブロック毎に N c ポイント逆 (I) を適用し,J 個の時間領域シンボルブロックへ変換して各シンボルに対し演算を行う. 演算後, ユーザの時間領域シンボルブロック毎に N c ポイントを適用し再度 J 個の周波数領域シンボルブロックへ変換する. そしてユーザの J 個の周波数領域シンボルブロックに符号化および送信 FDE を適用する. 全てのユーザの信号に符号化および送信 FDE を適用後, 等価チャネル行列がブロック下三角行列となるように全ユーザの信号をまとめてプリコーディングを行う. そして各送信アンテナにおいて周波数領域シンボルブロック毎に N c ポイント I を適用しブロックの後尾 N g シンボルをサイクリックプレフィックス (CP) としてガードインターバル (GI) に挿入後,N 本の送信アンテナから U ユーザへ信号を送信する. 各ユーザは N R 本の受信アンテナを用いてデータを受信する. 各受信アンテナにおいて GI 除去後, ブロック毎に N c ポイントを適用する. この周波数領域受信信号ブロックに対し復号を行い, ブロック毎に N c ポイントの I を適用する. ユーザはこの I 出力からデータ系列を復調する. ユーザ (=1U1) は I 出力を演算後, データ系列を復調する. d (t) d 1 (t) d U-1 (t) Calclation of interference I Operation Calclation of interference I Calclation of interference Operation encoding encoding encoding ransmit FDE ransmit FDE ransmit FDE (a) 送信機 (BS) Precoding Lower trianglar matrix I I +CP +CP N

3 (b) 受信機 ( 各ユーザ ) 図 1 送受信系 2.2. 送受信信号 BS では, ユーザに関する N c ポイント後の第 (=N c 1) 周波数の J 1 の周波数領域シンボルベクトル D ) D D (,, J 1 に対し, ユーザから順に IUI 減算および時間領域演算, 符号化, 送信 FDE を行う ( ユーザは符号化, 送信 FDE のみ ). ユーザの第周波数における時間領域演算後の J 1 の周波数領域シンボルベクトルを次式で表す. N R N R N R D ( ) D D (1),, J 1 また, ユーザの符号化および送信 FDE 後における N R Q のシンボル行列を S ( と表す. ここで Q は J 同様, 各ユーザの受信アンテナ本数 N R に依存する値であり第 3 章で述べる. 全ユーザの S ( を求めた後プリコーディングを行い,N Q の送信シンボル行列 S ( ) を得る. CF( S SU 1( ( N N RU) S( (2) CF( S SU 1( ( N N RU) ここで F ( は N N の第周波数のプリコーディング行列であり, C は 1 ユーザあたりの平均送信電力を一定に保つ電力正規化項である. BS は S ( ) の各成分 { S q, n ; =N c 1}, q=q1, n =N 1, に対しブロック毎に N c ポイント I を適用し,CP 挿入後, 各アンテナから Q 個のブロックを送信する. 各ユーザでは,N R 本のアンテナで信号を受信し CP を除去する. ブロック毎に N c ポイントを適用して周波数領域受信信号系列に変換する. ユーザの第周波数における N R Q の周波数領域受信信号行列 R ( は次式で与えられる. R 2Es s S( N (3) 2E S N s CP CP CP CP CP CP s decoding decoding decoding ここで,E s は平均送信シンボルエネルギー, s はシンボル長である. ( はユーザの受信アンテナと全送 I I I operation operation dˆ dˆ 1 dˆ U 1 U 信アンテナ間の N R N チャネル行列であり, ( ) は P 後のユーザの N R N R の等価チャネル行列である. N ( はユーザの N R Q の雑音行列であり, 各成分は零平均で分散 2N / s の複素ガウス変数である.N は加法性白色ガウス雑音 (AWGN) の片側電力スペクトル密度である. 各ユーザは R ( に復号を適用する. ブロック毎に N c ポイント I を行った後, ユーザ 1U1 では演算を行い, 各ユーザは時間領域軟判定シンボルを得るプリコーディング行列 [9] 送信アンテナ本数 N, 総受信アンテナ本数 N R U より, 周波数領域チャネル行列の第周波数成分 ( は次式で与えられる. (4) ( ) 1 U 1 第周波数の N R U N の等価チャネル行列 ( をブロック下三角行列にする第周波数のプリコーディング行列 F( は, 以下のとおりに求める. まず N =N R U の場合を考える.( からユーザ U1 のチャネル行列 U1 ( を除いた行列, すなわち ( の第 N R (U1)1 行を ( U 2) ( ) 1 U 2 とし (U2) ( に対し次式のように特異値分解 (SVD)[1] を適用する. Σ V ( U 2) UU 2 U 2 U 2 (5) ここで U U2 ( は N R (U1) 次のユニタリ行列であり, V U2 ( は N 次のユニタリ行列である. また,Σ U2 ( は対角成分が (U2) ( の特異値で非対角成分がである N R (U1) 次の対角行列である.( の右から V U2 ( を乗算すると, 第 N R (U1)1 行の第 N R (U1)N R U1 列は全てとなる. 次に (V U2 ( の第 N R (U2)1 行を (U3) ( とし次式のように SVD を適用する. Σ V ( U 3) UU 3 U 3 U 3 (6) ここで U U3 ( は N R (U2) 次のユニタリ行列であり, V U3 ( は N 次のユニタリ行列である. また,Σ U3 ( は対角成分が (U3) ( の特異値で非対角成分がである N R (U2) 次の対角行列である.(V U2 ( の右から V U3 ( を乗算すると, 第 N R (U1)1 行の第 N R (U1)N R U1 列に加え第 N R (U2)1 行の第 N R (U2)N R (U1)1 列が全てとなる. したがってこの操作を繰り返すと (V U2 (V ( はブロック下三角行列となることから, プリコーディング行列 F( を V U2 (V ( とすれば等価チャネル行列 ( をブロック下三角行列にできる. 以上より, 第周波数の等価チャネル行列 ( は次式で表される. ( ( F( ( U 1) ( U 1)( U 1)

4 for N =N R U (7) ここで, ( ( ) はユーザへの信号がユーザへ与える IUI 信号成分を表す N R N R の等価チャネル行列である. 次に,N >N R U の場合には, はじめにチャネル行列 ( に対し次式のように SVD を適用する. Σ V ( ) UU 1 U 1 U 1 (8) ここで U U1 ( は N R U 次のユニタリ行列であり,V U1 ( は N 次のユニタリ行列である. また,Σ U1 ( は対角成分が ( の特異値で非対角成分がである N R U 次の対角行列である.( の右から V U1 ( を乗算すると第 N R U+1N 列は全てとなることから,(V U1 ( の第 1N R U+1 列を ( とし ( に対して N =N R U の場合と同じ操作を行うと,(V U1 (V U2 (V ( はブロック下三角行列となる. したがって,N >N R U の場合はプリコーディング行列 F( を V U1 (V U2 (V ( とする. このときの第周波数の等価チャネル行列 ( は次式で表される. ( ( F( ( U 1) 2.4. 時間領域演算 ( U 1)( U 1) for N >N R U (9) 次節で述べる IUI 減算操作に伴い増大した送信信号電力を, 時間領域演算により抑圧する. 演算は実部および虚部についてそれぞれ行う. ユーザの第周波数における IUI 減算後のシンボルベクトル D ( (=1U-1) の各成分 { D, j ; =N c 1} に対しブロック毎に N c ポイント I を適用し, 時間領域シンボルベクトル d (t) ; t=n c 1, を得る. d (t) への演算の適用は次式で表される. d modz d z d (1) ここで,Z は変調方式に依存する値であり,QPSK では Z 2, 16QAM では Z 4 1 である. また z (t) は各要素の実部および虚部がそれぞれ Z の整数倍である J 1 のベクトルである. 時間領域演算後のシンボルベクトル d ( t ) の各成分 { d, j ; t=n c 1} に対しブロック毎に N c ポイントを適用し, 次式で表される周波数領域シンボルベクトル D ( ) を得る. D D Z (11) ここで Z ( は,z (t) の各成分 {z,j (t); t=n c 1} に対しブロック毎に N c ポイントを適用したものである IUI 減算 BS は符号化前に IUI 減算を行うため, 復号を行った後の IUI を計算し減算しなければならない. 時間領域演算後の第周波数のシンボルベクトル D ( ) と復号後の周波数領域軟判定シンボルベクトル D ˆ (=U1) の関係は次式のように表される ( 雑音略 ). Dˆ ( Λ11( D( (12) Dˆ U 1( ΛU1( ΛUU D U 1( ここで,Λ は対角成分に復号後におけるユーザの希望信号成分の等価チャネル利得をもち非対角成分はである J J の対角行列である. また,Λ ( ) は復号後におけるユーザへの信号がユーザへ与える IUI 信号成分の係数を持つ J J の行列である. すなわち, ユーザの第周波数における復号後の周波数領域軟判定シンボルベクトル Dˆ は次式で表される. 1 D ˆ Λ D Λ( D (13) 式 (13) が Dˆ Λ ( D Z ) で与えられれば IUI が発生しないことから, 時間領域演算後の第周波数のシンボルベクトル D ( ) は次式で表される. D Λ D (14) 1 1 D Z Λ ここで, D D ( ) である. したがって, ユーザの第周波数における IUI 減算後のシンボルベクトル D ( (=1U-1) は次式で与えられる. 1 1 D D Λ Λ D (15) 以上より, ユーザにおける復号適用後の周波数領域シンボルベクトル Dˆ は次式で与えられる. Dˆ Λ 1 D Λ D Λ Λ Λ D Z 1 Λ ˆ D の各成分 { d, j ; =N c 1} に対しブロック毎に N c ポイントを適用し演算を適用することで, 時間領域軟判定シンボルベクトル dˆ が得られる. 3. SC--JRD Λ 1 Z 1 Λ D (16) ユーザの SC--JRD について記述する. SC--JRD では,BS は J 個の周波数領域シンボルブロックに符号化および送信 FDE を適用し, N R Q 個の符号化ブロックを生成する.J および Q はユーザの受信アンテナ本数 N R に依存し,,3,4 のときそれぞれ (J,Q)=(2,2), (J,Q)=(3,4), (J,Q)=(3,4) である. ここでは本稿で扱うの場合について示すが, N R =3,4 の場合も同様に適用可能である. なお, 各ブロックは N c シンボルで構成される. BS は, 干渉減算および演算後の周波数領域シンボルベクトル D ( ) に対し次式で表される

5 符号化を行う. * D, D,1 Ω, 2 (17) N R * D,1 D, ここで Ω ( はユーザに関する N R Q の符号化行列である. 符号化後, 次式のとおりに送信 MMSE-FDE を適用する. S W Ω (18) W ( はユーザに関する送信 FDE 重み行列であり, 次式で与えられる. W A (19) 1 1 N R ( 1) 1 N R ( 1) 1 2 ( ) E R, ( ) s A n n N R (2) nr N R n N R N ここで (.) はエルミート転置演算子を表す. また, n R, n は ( の第 (n R,n ) 要素である. 送信 MMSE-FDE 後,BS は各ユーザへの平均送信信号電力を一定に保つため電力正規化項 C を乗算し, 図 1(a) のプリコーディングブロックへ入力する.C は次式で与えられる. N c C N c 1 N 1N 1 (21) W R R nr n 2 nr, n 各ユーザは式 (3) で表される R ( に対し以下の式で与えられる復号を適用し,J 個の周波数領域軟判定シンボルブロック Dˆ を得る. * ˆ R, R1,1 D 2, * R R1, R,1 ( (22) N ) ここで, R n, R q は R ( の第 (n R,q) 要素である. 4. 計算機シミュレーション 4.1. 計算機シミュレーション諸元表 1 計算機シミュレーション諸元 Data modlation QPSK,16QAM points N c =256 CP length N g =32 ransmitter No. of transmit N & antennas =4 Receier No. of each receie N antennas R =1,2 No. of sers U=2 Channel estimation Ideal Freqency-selectie bloc Fading Rayleigh Channel Power delay profile 8 paths niform model ime delay of l-th τ path l =l symbols 表 1 に計算機シミュレーション諸元を示す.BS は N =4 本のアンテナで信号を送信し, 各ユーザは N R =1,2 本のアンテナで信号を受信する. 同時に通信を行うユーザの数 U=2 とし,P におけるユーザの順番はランダムとした.BS は全送受信アンテナ間のチャネルを理想的に得られるものとした. チャネルは 8 パスの一様電力遅延プロファイルを有する周波数選択性ブロックレイリーフェージングを仮定し, 各パスの遅延時間はシンボル長の整数倍とした平均 BER 特性図 2 に, 本報告で検討する SC--JRD を導入した P を用いる MU-MIMO 下りリンク伝送の平均 BER 特性を示す. 横軸は平均送信ビットエネルギー対雑音電力スペクトル密度比 (E b /N ) である. 比較のため, SC--JRD を行わず N R =1 とした場合 ( すなわち最大比送信ダイバーシチ (MR)[11] ) の特性も併せて示す. 変調方式は (a)qpsk 変調,(b)16QAM 変調である. 図 2 より, ユーザに関して受信アンテナ本数とすることで N R =1 より優れた平均 BER 特性を達成できることがわかる. 平均 BER=1-5 を達成する平均送信 E b /N は,QPSK 変調,16QAM 変調の双方において約 1dB 改善することができている. また, ユーザ 1 に関しての特性は N R =1 の場合より約 1dB 劣化している. これは N R =1 の場合,N N R U より式 (8) の SVD を行うことが影響している. 以下でその詳細を考察する. 図 3 に (a) (, (b) 11( のフロベニウスノルムの累積分布関数 (CDF) をそれぞれ示す. ユーザに関して図 3(a) より,(N R N R )= (1 1) の行列 ( のフロベニウスノルムの分布は (N N R )= (4 1) のチャネル行列のそれに等しくなり, 空間ダイバーシチオーダは 4 である. 一方,(N R N R )= (2 2) の行列 ( のフロベニウスノルムの分布は (N N R )= (4 2) のチャネル行列のそれに等しくなり, 空間ダイバーシチオーダは 8 である. したがって N R を 1 から 2 へ増加させると空間ダイバーシチオーダが 4 大きくなり,SC--JRD によって雑音電力が倍となる [12] が特性が改善する. ユーザ 1 に関して N R =1 の場合, 式 (8) の SVD 後の等価チャネル行列 (V U1 ( において, でない部分 ( の各要素の分布は異なるものとなる. 図 3(b) に示すとおり,(N R N R )= (1 1) の行列 11( のフロベニウスノルムの分布は ((N -N R ) N R )= (3 1) のチャネル行列のそれに等しくなり, 空間ダイバーシチオーダは 3 である. 一方の場合,N =N R U より式 (8) の SVD を行わない. このとき 11( のフロベニウスノルムの分布は, 1 ( における希望信号成分 ((N R N R )= (2 2) 行列 ) のフロベニウスノルムに等しいままであり, 空間ダイバーシチオーダは 4 である. 空間ダイバーシチオーダは 1 大きくなるが,SC--JRD では雑音電力が N R 倍となるため,N R を 1 から 2 へ増加させると雑音電力が 2 倍となりユーザ 1 の特性が劣化する. 5. むすび本報告では,P を用いる MU-MIMO 下りリンクへの SC--JRD の導入について検討した. 計算機シミュレーションにより, 平均 BER 特性を明らかにし, ダイバーシチオーダについて考察した.P を用いる

6 MU-MIMO 下りリンクではユーザ毎にダイバーシチオーダが異なるため,SC--JRD の導入により平均 BER 特性が改善するユーザと劣化するユーザが存在することを明らかにした. 今後は, 上りリンク MU-MIMO の検討も行う予定である. 1.E+ 1.E-1 User 1 Aerage BER 1.E-2 1.E-3 User CDF 1.E+ 1.E-1 1.E-2 1.E-3 1.E-4 1.E-5 N R =1 (3 1) channel matrix (2 2) channel matrix Frobenis norm of 11 or channel matrix Aerage BER CDF 1.E-4 =1 1.E Aerage transmit E b /N [db] (a) QPSK 1.E+ 1.E-1 1.E-2 1.E-3 User User 1 1.E-4 =1 1.E Aerage transmit E b /N [db] (b) 16QAM 図 2 平均 BER 特性 1.E+ 1.E-1 1.E-2 1.E-3 N R =1 (4 1) channel matrix 1.E-4 (4 2) channel matrix 1.E Frobenis norm of or channel matrix (a) ユーザの等価チャネル行列 ( ) (b) ユーザ 1 の等価チャネル行列 ( ) 11 図 3 フロベニウスノルムの CDF 文献 [1] J. G. Proais and M. Salehi, Digital commnications, 5th ed., McGraw-ill, 28. [2] Q.. Spencer, C. B. Peel, A. L. Swindlehrst, and M. aardt, An introdction to the mlti-ser MIMO downlin, IEEE Commn. Mag., ol. 42, no. 1, pp. 6-67, Oct. 24. [3]. omeba, K. aeda, and F. Adachi, Freqency-domain space-time bloc coded-joint transmit/receie diersity for the single carrier transmission, Proc. 26 IEEE 1th International Conference on Commn. Systems (ICCS26), Singapore, pp. 1-5, Oct. 26. [4] Q.. Spencer, C. B. Peel, A. L. Swindlehrst, and M. aardt, An introdction to the mlti-ser MIMO downlin, IEEE Commn. Mag., ol. 42, no. 1, pp. 6-67, Oct. 24. [5] B. Peel, B. M. ochwald and A. L. Swindlehrst, A ector-pertrbation techniqe for near-capacity mltiantenna mltiser commnication-part I: channel inersion and reglarization, IEEE rans. Commn., ol. 53, no. 1, pp , Jan. 25. [6] Q.. Spencer, A. L. Swindlehrst and M. aardt, Zero-forcing methods for downlin spatial mltiplexing in mltiser MIMO channels, IEEE rans. Signal Processing, ol. 52, no. 2, pp , Feb. 24. [7] G. Ginis and J. M. Cioffi, A mlti-ser precoding scheme achieing crosstal cancellation with application to DSL systems, Proc. Signals, Systems and Compters 2, Asilomar Conference on, Pacific Groe, USA, 29 Oct.-1 No., 2. [8] C. Degen and L. Rrühl, Linear and sccessie predistortion in the freqency domain: performance ealation in SDMA systems, Proc. 25 IEEE Wireless Commnications and Networing Conference (WCNC25), New Orleans, USA, Mar., 25. [9] D. Wang, E. A. Jorswiec, A. Sezgin and E. Costa, Joint omlinson-arashima precoding with diersity techniqes for mltiser MIMO systems, Proc. 25 IEEE 61st Vehiclar echnology Conference (VC25-Spring), Berlin, Germany, 3 May-1 Jne, 25. [1] G.. Golb and C. F. V. Loan, Matrix Comptations 3rd ed., Johns opins Uniersity Press. [11] K. Caer, Single-ser and mltiser adaptie maximal ratio transmission for Rayleigh channels, IEEE rans. Vehi. echnol., ol. 49, no. 6, pp , No. 2. [12] 松川, 小原, 安達, 周波数領域時空間符号化送受信ダイバーシチに関する理論検討, 信学技法, RCS , pp , 212 年 3 月.

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050920_society_kmiz.odp 1 リアルタイム伝搬測定にもとづく MIMO 固有モード間相関解析 Correlation Analysis of MIMO Eigenmodes Based on Real-Time Channel Measurement 水谷慶阪口啓高田潤一荒木純道 Kei Mizutani Kei Sakaguchi Jun-ichi Takada Kiyomichi Araki 東京工業大学発表内容研究背景