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こうじかむら
4 years ago
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1 集積化無線送受信機の設計技術最新無線技術 ~ システム設計 ~ 007 年 9 月 14 日横浜市教育会館オフィスウワノ上野伴希 ( 工学博士 )

2 講義内容 1. システム設計とは. 受信感度 3. 非線形歪み (3 次 ) 4. フェーズノイズ 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) 6. 非線形歪み ( 次 ) 7. 分数分周周波数シンセサイザ 8.OFDM/CDMA

3 1. システム設計とは無線機ブロックダイアグラム受信アンテナ送信 RF アンプ BPF ミクサ 860~885MHz (RF フィルタ ) アンテナ共用器 ( 出力フィルタ ) 915~940MHz P A BPF 局部発振信号 SAW フィルタ周波数シンセサイザアップ IF アンプコンバータ IF アンプ PLO セラミックフィルタ 90MHz 455kHz 145MHz SAW フィルタ変調器 TCXO PLO 受信検波ベースバンド部変調データ BPF: バンドパスフィルタ TCXO: 温度安定水晶発振器 PLO: 位相ロック発振器 P A: パワーアンプ旧国内アナログセルラ携帯電話のブロック図

4 1. システム設計とは無線機諸元 ( 仕様 ) と意味 1. 受信感度. 最大信号入力 3. チャネル選択度 4. ブロッカ特性 5. スプリアス感度 (RX) 6. 相互変調 7. A M サプレション 8. スプリアス輻射 9. 送信出力 1 0. 出力制御精度 1 1. A C P R 1. 占有帯域幅 1 3. S W 時スペクトル 1 4. 変調精度 1 5. スプリアス ( T X ) 受けることが出来る最小信号レベル単位は [dbm] または dbµv] 受けることが出来る最大信号レベル隣のチャンネルの受信抑圧度近接チャンネル信号が受信々号に妨害となるレベル目的外信号の最大感度スーパヘテロダインではイメージ抑圧比非線形歪による発生するスプリアスあるいは歪みを評価する特性 GSM におけるダイレクトコンバージョン受信機の次歪妨害受信機のアンテナ端子などからの, 不要な信号輻射目的信号の送信出力レベル単位は [W] または [dbw] 希望の出力レベルに対する誤差送信信号の隣接チャンネルへ漏洩電力送信信号エネルギーの占める帯域 TDMA バースト送信過渡時のスペクトラム拡がりデジタル変調で希望の振幅位相と実際の誤差 Rms で評価送信機の目的外信号放射高調波やその他の不要信号

5 1. システム設計とは無線機諸元と回路ブロックの関係無線機諸元 1. 受信感度 (BER=10-3 ). 最大信号入力 3. チャネル選択度 4. ブロッカ特性 5. スプリアス感度 (RX) 6. 相互変調 7.AM サプレション 8. スプリアス輻射 9. 送信出力 10. 出力制御精度 11.ACPR 1. 占有帯域幅 13.SW 時スペクトル 14. 変調精度 15. スプリアス (TX) ブロック仕様回路回路 ( 機能機能 ) ブロック利得 LNA NF IIP 3 IIP ミクサ VCO P 1dB シンセサイザ効率 PA CN アイソレーション変調器フェーズノイズフィルタ減衰特性挿入損 SW

6 1. システム設計とは無線機諸元と回路ブロックの関係無線機諸元 1. 受信感度 (BER=10-3 ). 最大信号入力 3. チャネル選択度 4. ブロッカ特性 5. スプリアス感度 (RX) 6. 相互変調 7.AM サプレション 8. スプリアス輻射 9. 送信出力 10. 出力制御精度 11.ACPR 1. 占有帯域幅 13.SW 時スペクトル 14. 変調精度 15. スプリアス (TX) ブロック仕様回路回路 ( 機能機能 ) ブロック利得 LNA NF IIP 3 IIP ミクサ VCO P 1dB シンセサイザ効率 PA CN アイソレーション変調器フェーズノイズフィルタ減衰特性挿入損 SW

7 1. システム設計とは ( 受信方式 ) スーパへテロダイン方式 RF 入力 76~90MHz RF フィルタ RF アンプミクサ IF フィルタローカル発振 65.3~79.3MHz 周波数変換とフィルタ動作信号周波数関係 IF ミクサ RF 3 f i f p IF フィルタ特性局発周波数 1 IF 出力 10.7MHz 3 f s 目的の RF 帯域 RF フィルタ特性

8 1. システム設計とは ( 受信方式 ) ダイレクトコンバージョン (DCR) 110~ 170MHz LNA1 LNA Mixer BB-Chain RF in SW+Dup. BPF Digital BB out ベースバンドフィルタ特性希望信号ブロッカ検波出力 0 15MHz BB 周波数 RF

9 1. システム設計とはスーパヘテロダイン受信機レベルダイアグラム PDC 受信機 810~ 88MHz SW RF- BPF RF amp. Lo BPF Xtal フィルタ 113.8MHz Lo アクティブフィルタ 400kHz NF=9dB -1.5dB 18dB -3dB 10dB 0dB NF=7.3dB NF=6dB NF=15dB P sat P 最大入力 1dB 0-7 Psat -6 9dB -9-0 飽和入力 18dB dbm 0-10 IF アンプ飽和出力入力雑音とは? 最大感度 dB 入力雑音 dB -3dB dB 0dB

10 1. システム設計とはダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) レベルダイアグラム 110~ 170MHz dbm 0 NF=9dB SW+Dup. LNA1-5 最大入力 -44-4dB 13dB BPF -3dB LNA 13dB 0dB -7dB (-5) Mixer BB-Chain -6 0dB dBmax. 5dB 44dB 97dB dBµ 106dBµ (00mV) 97dBµ 87dBµ 77dBµ 67dBµ 57dBµ 47dBµ 37dBµ -80 7dBµ -90 NF+kTB=-99dBm 最大感度 NF9dB dB dB -3dB NF<5dB dB 17dBµ 7dBµ

11 1. システム設計とは ( 基本事項 ) dbm と dbμ [dbm] は電力を表す単位 1[mW] に対する db 値 : q [mw] = 10logq [dbm] 1 mw = 10 log1 = 0dBm 0.1mW = 10log 0.1 = 10dBm mw = 10log = 3dBm [dbμ] は電圧を表す単位 1[μV] に対する db 値 : r [μv] = 0logr [dbμ] 1 µ V = 0 log1 = 0 dbµ µ V = 0log = 6 dbµ 問題 0dBm の換算 : 何 [dbμ]? 50Ω 負荷 75Ω 負荷

12 1. システム設計とは ( 基本事項 ) db パワの足し算つぎの計算を求めよ P t = P 1 + P [W] 3.01dBm = 0dBm + 0dBm? dbm = (0dBm) + (3dBm)? dbm = (0dBm) + ( 1dBm)? dbm = (0dBm) + ( dbm)? dbm = (0dBm) + ( 3dBm)? dbm = (0dBm) + ( 6dBm)? dbm = (0dBm) + ( 10dBm)

13 1. システム設計とは ( 基本事項 ) db パワの足し算 Nomograph A 差 SdB A(dB) B(dB) A+B(dB)

14 1. システム設計とは受信レベル 1. 受信電力密度 P 1,, 送信電力 P t P 1 = P t S = P t 4π R. 送信アンテナ利得 G t,, 受信電力密度 P G P t P t eirp P = G t P 1 = = 4π R 4π R 3. 受信アンテナ利得 G r,, 受信電力 P r λ P r = A e P = PG t t G r ただし 4π R λ A e = G r 4π 球面 S R P t P 1 無指向性波源

15 1. システム設計とはリンクバジェット図 P λ r = A e P = PG t t G 4 π R λ P dbw] = P t [dbw] + G t [db] + 0log + 4π R r r [ G r [db] E.I.R.P G t 自由空間伝搬損 P t Pr P G r C/N = P r / N t N t N o = ktb NF

16 1. システム設計とは受信レベルの問題 1.BS から 5km 離れた位置の PDC 携帯端末の CN 比を求めよ条件送信周波数 80MHz, 出力 1W 受信機 NF=9dB,IF 帯域幅 1kHz. 携帯端末から 10/30cm 離れた位置の受信レベルを求めよ条件送信周波数 950MHz, 出力 0.8W P λ r = A e P = PG t t G 4 π R r

17 . 受信感度 ( 最大感度 ) 通信可能な最小受信レベル E.I.R.P G P t 自由空間伝搬損 t Pr P G r C/N = P r / N t 受信々号レベル C 受信機の雑音 N 熱雑音 N o C 差 CN N o = ktb NF N t 熱雑音 N NF N o = ktb PDC(BER10 - ) C/N=7.3dB GSM C/N=9dB

18 . 受信感度 NF(F) の定義 1 地上通信アンテナ入力 NF = F t C 利得 G N o 受信機回路の NF の定義 F C 差 CN 出力 = 入力出力 CN CN 入力 CN = 出力 CN = N o = ktb = N NF N o = ktb C/N o CG / FN o G B 常温 =93K

19 . 受信感度 NF(F) の定義地上通信アンテナ入力 NF = F t C 利得 G N o 受信機 C 差 CN NF 出力 N N o = ktb R 受信機等価発生雑音 N r N o N t 利得 G Noise Free 受信機 N t = F t N o = N o + N r (= N o + (F t -1)N o ) N r = (F t -1)N o N = ( F 1 ) r N o

20 . 受信感度縦続接続 (NF 公式 ) アンプ 1 アンプ利得 G 1 G 総合 NF = F t NF = F NF = F 1 アンプの総合利得は G 1 G Q. 総合 NF を求めよ A. 答え F F t = F 1 + G 1 1

21 . 受信感度縦続接続の例アンプアンプ 1 アンプ利得 G 1 G 総合 NF = F t NF = F NF = F 1 F F t = F 1 + G 1 1 減衰器アッテネータ損失 L, 入力 C/N o, 出力 (C/L)/N o NF = L, Gain= 1/L ケース 1 F 1 F t = L + = 1/ L LF F t L F

22 . 受信感度アッテネータと NF アッテネータの NF は L ( ゲインは 1/L) ケース L 1 F t = F 1 + G F t F 1 L G ケース 3a ケース 1 から LF 1 F t = F 1 + G F 1 F F t L G ケース 3b ケースから F L 1 F = F t G G / L 1

23 3. 非線形歪み (3 次 ) わずかな非線形をもつ回路線形回路 y = k x アンプ入力 x ミクサ出力 y わずかな歪をもつ線形回路の入出力特性 y = k x k 1 x + k x + k x; 時間調和 ( サイン波 ) の入力,k 0 ;DC バイアス,k 1 ; 増幅率

24 3. 非線形歪み (3 次 ) 3 次歪の発生線形回路 y = k x y = k x k 1 x + k x + k アンプ入力 x ミクサ出力 y 入力 = A cos ω t + B cos t x a ω b A= B 3 次出力 y 3 = k 3 x =... + k 3 A B cos( ω a ω b ) t + k 3 AB cos( ω a ω b ) t k 3 AB cosω a t + k 3 A B cosω b t

25 3. 非線形歪み (3 次 ) 3 次歪み考慮の背景近傍に存在するブロッカ (Blocker: 強力妨害波 ) 排除能力 IM(Inter-modulation) 歪み : ブロッカ IM 3 希望波 CM(Cross-modulation) 歪み : AM を持つ信号 : QPSK QAM 希望波ブロッカ (AM 波 ) 振幅変調の転写

26 3. 非線形歪み (3 次 ) IM 3 の発生 3 3 =... + k 3 A B cos( ω a ω b ) t + k 3 AB cos( ω a ω b ) t ( IM = (3 4 k k 1 3 A ) A B ) IM 3 ICP IM k 3 A B 基本波 k 1 A k 1 B 基本波出力 f a -f b f a f b f b -f a 3 4 IM 3 IM3 出力 k 3 AB 出力電力 [dbw] IIP 3 とは測定ポイント入力換算 IIP 3 入力電力 [dbw]

27 3. 非線形歪み (3 次 ) IM 3 の実際例 1.GSM 受信機に必要な IIP 3 を求めよテストシナリオ (GSM 仕様 ) 希望波レベル -99dBm ブロッカ 800KHz 間隔でレベル -49dBm の波 ( 条件 : 受信感度 ( 最大感度 ) -10dBm(CN=9dB)) ブロッカ -49dBm 白色雑音 -111dBm 受信感度希望波 -99dBm -10dBm 9dB 9dB -108dBm IM 3-111dBm 希望の CN から許容雑音は -108dBm

28 3. 非線形歪み (3 次 ) IM 3 特性のグラフ -111dBm 基本波 -49dBm 歪みなし非線形ひずみ入力 LNA 出力利得 G = 10dB 減衰器 L = 10dB IM 3 基本波 1. 非線形歪みの LNA で特性を描く.LNA の歪みはすべて等価的に入力端に入力があったものとする dBm 3. 利得と同じ減衰器を挿入すると出力レベルは入力等価レベルを示す dBm dBm -0 入力 [dbm]

29 3. 非線形歪み (3 次 ) db 電力の足し算 C = -99dBm 受信感度 = -10dBm 差 CN = 9dB GSM C/N=9dB 差 CN = 9dB 雑音合計 = -108dBm 白色雑音 = -111dBm IM 3? (-111dBm) + (IM 3 ) = (-108dBm) IM log = [dbm]

30 3. 非線形歪み (3 次 ) CM( 混変調 ) の発生 k 3 AB cosω a t + k 3 A B cosω b t + B B ( 1 + m cosω p t )... t 3 m y 3 = k 3 AB {1 + m cosω t + (1 + cos ω p t )} cos a p ω CM = (3 k 3 ( k 1 AB A ) m / ) 1 = m IM k 1 A k 1 B k 3 << k 1 k 1 B m k 3 AB m 3 +f f p +f p a f b +f p CM = IM 6 0 log m ( IM = (3 4 k k 1 3 A ) A B )

31 4. フェーズノイズ発振器フェーズノイズとはフェーズノイズ =FM ノイズ V 発振信号雑音フロアノイズ周波数 ( 拡大 ) V c V n df V a 合成ベクトル ω c V c f c f n a = V c (1 + m b cos ω b t ) e V n m b = h = V c j ( ω c t + h sin ω b tan 1 V V V n t ) n c ノイズ = [W/Hz] ω b 交流表現 jω t V = Ae

32 4. フェーズノイズ OSC 自由発振フェーズノイズ Leeson の解析 + A V V i + o β V V o i A = 1 β A ( 1 f f c f C N / ) 10log f Q 3 L f Q L NC nf 第項 f c f x 第 3 項 -9dB/oct -6dB/oct (C/N) -1 [dbc/hz] NC nf Q L 小 Log f f o f x = Q L ノイズフロア 10log FkT Po

33 4. フェーズノイズ PLL シンセサイザフェーズノイズ特性 N r N p N f N v K p F(s) K v s N d 1/M G ( jω ) K v N o = M ( N r + N p + N d ) + N v N f 1 G ( jω ) + + ω G ( jω ) (VCO 雑音 N v ) N r が支配 N p,n d が支配雑音の盛上がり雑音特性 VCO 雑音が支配 off-carrier 周波数 ω c N o

34 4. フェーズノイズブロッカによる感度劣化 IF 信号ミクサ Lo 信号 V p RF 信号目的の信号 IF V b-if V b-rf f ポンプ p 信号局発フェーズノイズ希望波 RF f s ブロッカ 0 f o fp f o = f s ± f p 周波数目的チャネル隣接チャネル問題ミクサでのフェーズノイズの転写を確かめなさい v v b IF = b RF v p

35 4. フェーズノイズミクサによるフェーズノイズに関する問題 ( 実際例 ) 図に示すブロッカのテストシナリオにおける受信機局発のフェーズノイズの仕様を求めよブロッカ -49dBm -64dBm 希望波 -106dBm 所要 CN 比 = 11dB 白色雑音レベル -10dBm 希望波 50kHz 50kHz 隣接隣々接

36 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) ブロック図比較スーパヘテロダイン RF-BPF ミクサ IF-BPF RF アンプ IF アンプ局部発振 DCR RF-BPF RF アンプ復調 BB 処理部局部発振復調 BB 処理部

37 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) 利点と課題利点 1.IF 回路がない場合によっては RF-BPF も省略可能. チャネルバンド幅がソフトウェア処理で可能 3. 局発が 1 個でよい課題 4. イメージ応答がない 5. ハイレベルの集積が可能 RF-BPF RF アンプ 1.BB 回路の DC オフセット問題. 次歪み妨害の考慮が必要 3. 局発漏れ等, アイソレーション問題 4.BB 回路規模が大きく, 消費電力大復調 BB 処理部局部発振

38 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) 方式性能比較 PDC ( スーパヘテロダイン ) システムダイナミック 9dB レンジ (-5~-117dBm) W-CDMA GSM PDC* NF 9dB 9dB 9dB* IICP 3-17dBm -18dBm -9dBm (0dBm)* -19@8MHz 87dB 10dB* (-15~-10dBm) (-7~-109dBm)* ~-103dBm チャネル間隔 5MHz 00kHz 5kHz 局発 CN dbc/hz -11@600kHz -114*@100kHz *PDC は慣習的仕様

39 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) ブロック図と動作直交検波器 LNA Ant. 0 o π/ LPF BB-VGA I Lo RF-BPF Q GSM/CDMA ブロック図復調信号受信々号 (BW = 3.84MHz) Lo 信号

40 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) NF を決めるシナリオ SS(Spread spectrum) で NF を決めるシナリオプロセスゲイン =SS 受信時における CN 改善度 G RFBandwidth = proc Rate in bps BW = 3.84Mcps QPSK 15kbps BPSK 7.5kbps G p 3.84M = 10 log = 7.5k -89.9dBm 白色雑音 7.1dB 9.8dB -117dBm 受信々号 -99.7dBm NF = 8.4dB ktb = dBm (BW = 3.84MHz) 7.1[dB]

41 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) W-CDMA で選択度を決めるシナリオ DCR では BB の LPF が選択度を決める特性は十分ではない合理的ブロッカシナリオを決めたシナリオ 1. 希望波は受信感度より 14dB 高い. ブロッカは希望波より 51dB 高いブロッカ -76dBm C/N =9dB 結果 7dB 隣接チャネル選択度は 33dB -103dBm 希望波 = -103dBm 5MHz -5dBm 33dB 51dB -85dBm

42 6. 非線形歪み ( 次 ) 二乗検波歪みとは y = k x x = A ( 1 + m cosω t ) cos c p ω t k A m m = m cosω p t + cos ω t y p +L 二乗検波歪み k A m k A m 4 基本波 k 1 A k A 1+ m OIP IM ICP 0 f p f p IM k AB f c f c k AB y IM k A f a f b f a f b f a -f b f a +f b k B x IIP 0logm

43 6. 非線形歪み ( 次 ) W-CDMA のシナリオ 1. 希望信号は受信感度 (-117dBm)+3dB. ブロッカは 15MHz 離れて -44dBm 検波出力 ( 変換利得 =1) ブロッカ -44dBm -114dBm 受信感度 +3dB IIP 換算用 -96dBm 58dB 6dB 白色雑音 (50%) 希望信号二乗検波歪み (50%) -10dBm 0 ベースバンド 15MHz -99dBm

44 6. 非線形歪み ( 次 ) 二乗検波歪みと受信機の IIP y 8dBm -44dBm 二乗検波歪み -96dBm -10dBm IM ICP IIP -44dBm ブロッカレベル 8dBm 0logm = 6dB x

45 5. ダイレクトコンバージョン受信機 (DCR) 次歪み考慮の背景乗検波歪み : ブロッカが AM 検波される AM 成分を持つ信号 (QPSK) バースト信号 (TDMA) 1.GSM 受信機の IIP を求めよ (DCR に限定 ) 検波出力 Gain=0dB -31dBm ブロッカ希望波受信感度 -111dBm 白色雑音 -108dBm 二乗検波歪受信感度 -10dBm 9dB 希望波 -99dBm TDD バースト (100%AM) 白色雑音 -111dBm dBm

46 7. 分数分周周波数シンセサイザ整数分周シンセサイザ Xtal 振動子基準信号位相比較器ループフィルタカットオフ周波数 f co ループフィルタ出力周波数 LPF VCO f f 誤差 o r 電圧分周器整数分周 f = N o f r N: 整数 f r : チャネル間隔, 例 10kHz f co : ループカットオフ, 例 <1kHz 切り替え速度, 例 0.1kHz = 10msec co f r f <

47 7. 分数分周周波数シンセサイザ高速周波数切り替え Xtal 振動子基準信号位相比較器ループフィルタ出力周波数 LPF VCO f f 誤差 o r 電圧分周器 co f r f < K L 分数分周 o = M + f r M,K,L(K<L): 整数 f f r : 例 10MHz L : 分母精度, 例 10 6 ( 周波数ステップ 10Hz) 追従速度, 例 >f co = 0.1MHz = 10μsec

48 7. 分数分周周波数シンセサイザ整数分周におけるスワローカウンタ f = N o f i 切り替えプログラマブルカウンタ A リセット A < M P P+1 M N = M P + A デュアルモジュラスプリスケーラ分周器最初 (P+1) で分周 N = ( P + 1) A + P ( M A ) = PM + A 64/65 分周 :A(6 ビットのプログラマブルカウンタ ) A を下位ビット,M を上位ビットする N カウンタができる

49 7. 分数分周周波数シンセサイザ原理 K 分数分周 f o = M + f r M,K,L(K<L): 整数 L 平均的分数分周数 M+1 M L-1 1 T = L f r 分周数を拡散分周数 +3 + M T T 3T T T 3T 時間時間

50 7. 分数分周周波数シンセサイザ原理 K 分数分周 f o = M + f r M,K,L(K<L): 整数 L 基準周波数位相比較器 PFD ループフィルタ VCO LPF 出力周波数データ ΣΔ 変調器デュアルモジュラス分周器周波数分周器 ΣΔ 変調とは

51 7. 分数分周周波数シンセサイザ ΣΔA-D 変換アナログ入力積分器 1~3 ビット AD コンバータ出力 DA コンバータクロック毎, 入力と DA 出力を比較その差を前の値と積算する積算結果より荒い量子化ビットを出力オーバサンプリングで出力を平均すると高精度なビット値

52 8.OFDM/CDMA 16QAM (Quadrature amplitude modulation) Q 信号ビットシンボル [a 1,a,a 3,a 4 ] 象限 ABCD[a 1,a ] 各象限内 [a 3,a 4 ] I 信号グレイ符号配列の空間信号図近接シンボルと 1 ビット異なる I- 信号 [a 1,a 3 ] a 1 a 3 a I(t) Q(t) 帯域制限フィルタ LPF キャリア Q- 信号 [a,a 4 ] LPF a 4 値 -4 値変換 S I S Q 直交変調器 π/ 変調信号出力変調回路ブロック図

53 8.OFDM/CDMA OFDM(Orthogonal frequency division multiplexing) スペクトル概要レベル変調スペクトルサブキャリア ( 例えば 16QAM) n 個キャリア間隔周波数サブキャリアの並び多値 QAM では, キャリア間隔シンボルレート WLAN の例デジタル TV 放送 1kHz WLAN 31.5kHz サブキャリア n = 64 使用するのは n = 5 データ変調するのは n = 48

54 8.OFDM/CDMA OFDM 変調波生成 Q 信号データ入力スペクトル直列並列変換 f n f 1 IFFT フェーザ t 1 t n 並列直列変換実数部虚数部 DA DA OFDM 発生基本構成図 LPF LPF I(t) Q(t) π/ 変調信号 RF キャリア I 信号 j j j0.5 スペクトル 0.5-j1.5 A = I+jQ 時間波形 f 1 f f n IFFT 振幅 A 位相 φ -B s / +B s / t 1 t t I+jQ n f =31.5kHz n = 5 3.µsec n = 64 ただしデータで変調するのはそのうちの n = 48 あるシンボルでのスペクトルとベースバンド信号時間波形

55 8.OFDM/CDMA SS(Spread Spectrum) 原理ベースバンド信号 Data Mapping データ信号 I(t) +1-1 拡散符号 P(t) ( 逆拡散符号 ) P (t) +1-1 DS 信号 S(t) +1-1 逆拡散信号 D(t) +1-1 I LPF Q キャリア LPF π/ 拡散符号直交変調器拡散の原理的回路データ信号の直接拡散 DS 変調信号

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