自由空間損失 L db は? 半波長ダイポールの自由空間損失 L db は? アンテナの実効面積 A e m2 は? 4π d L = ( 真値 ) λ L db = logf MHz + 20logd km A 5.9 L= λ e 2 G = 4π 2 2 π d 2 2 λ 2

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1 自由空間損失 L B は? 半波長ダイポールの自由空間損失 L B は? アンテナの実効面積 A e m は? L ( 真値 ) L B 3.4+ logf MHz + log km A 5.9 L e G π m ( 真値 ).8G m 絶対利得 Gのアンテナの電界強度絶対利得 ( 真値 ) G 電力密度 W/ m 受信電力 r W 電界強度開口面アンテナの絶対利得電界が零となる距離は? Eが極大になる電界強度 E E G 3G A η tg tga e r E π hh sin hh/ V/m W/m W 開口面アンテナの実効面積 等方性アンテナの実効面積 4hh/ V/m 角錐ホーンアンテナの絶対利得は? 相対利得 Gのアンテナの電界強度半波長ダイポールの電界強度三線式折返し半波長ダイポールの実効長半波長タ イホ ールアンテナ特性インヒ ータ ンス短縮率 δ 微小ダイポールの放射抵抗 R r 終端から長さ l m のところから見たインピーダンス Z i 平行 線式給電線の特性インピーダンス Z G 7 E 7 E l Z R r ab η η G V/m G π l 38log δ 4.55 π Z e V/m R π l ( l π l Z i jz tan D Z 77log h m ) 4

2 遮蔽平行 線式給電線の特性インピーダンス Z 整合回路の静電容量 C pf は? 臨界周波数 f c Hz アンテナの指向性利得 G B は? 群速度 ν g m/s 整合用給電線のインヒ ータ ンスQ 平行 4 線式給電線の特性インピーダンスは? 対地速度 ν は? 電力の変調度 m ネットワークアナライザのS c 77 SK Z log ε ν Cf fcos 変調度 m S Z ω C fc θ ED Z - R Z + R N θ - 遮断波長 α MAX HD Q Z r Z 38log Z -Z Z θ m/s R D m c Hz pf m/s - Aの効率 η T 影像周波数レーダー方程式雑音指数開口面アンテナ誤差を% 以下に抑える最小距離 R は同軸のインピーダンス微小ダイポールの実効面積微小ダイポールの電界強度等方性アンテナの電界強度 R max f f η L L T ( ) + η G η f > f f - f L < f f - f GA σ S min F L 4 e IF IF - F + + G E f f f f u F G 3 L L + f - G IF + f IF R (D +D ) / 38 b Z log ε α E R r max 3 8π 45 3 G ( ) m V/m V/m 3 f σ S u f min 4

3 半波長スロットアンテナの入力インピーダンスの最大値 ( 半波長ダイポールのインピーダンスを 73Ω) /4 波長垂直接地アンテナの実効静電容量 ( アンテナの静電定数 :C ) 平行平板のインピーダンス 自由空間のインピーダンス ( 6π ) 73 Z 49 8C π C e 377 ε r W Z π 377 F 半波長タ イホ ール相対利得絶対利得指向性利得 B 等方性アンテナ 微小タ イホ ール /4 波長よりはるかに小さい垂直接地アンテナの電界強度 受信機に誘起する電圧 アンテナに誘起する電圧 -.5B B.9 E V.5B.64 B.76B.5 9η El V El e e V/m V.5B.64 B V 折り返し半波長ダイポールの実効長 の l e 誘電体レンズのゾーニングの深さ パラボラの指向性を測定する最小測定距離 le m π z ε - r m D G R min m R min πη m メートルアンペア 給電線電流で実効長は? 平行 線式給電線の減衰定数 α 屈折がある電界強度 反射損 M アンテナ利得 G の動作利得 VSWR を S の反射損 VSWR を S アンテナ利得 G の動作利得 Z 5Ω Z L 4+j3Ω の時の電圧透過係数は? 実効長.83 α Z π hh E 4E S sin メートルアンペア給電線電流 動作利得 反射損 動作利得 (Z ) f π hh sin G M m Np/m ( + S ) 4S V/m 4SG ( + S) (4+ j3) ( Z + Z ) ( j3) L L

4 周波数 4 GHz 送信電力 W 送信アンテナ絶対利得 3 B 送受信点間距離 5 km 最小受信入力レベル Bm mw を Bm log7.85 L ( 真値 ) 周波数 3 MHz 相対利得 3.4 ( 真値 ) このアンテナの実効面積 A e m は? A e G m.8g m 自由空間損失 L B は? 受信アンテナの絶対利得 G r B は? L7 B 換算して B 絶対利得 相対利得.64 約.5 Bi ( 真数では約.64 倍 ).56 π W 5Bm G r Bm G r 39.5 B A e / / m 周波数 3 GHz 送信電力 W パラボラアンテナ直径 m アンテナ開口効率.6 最大放射距離 5 km 電界強度 E mv/m は? 絶対利得 G 3G のアンテナ E V/m パラボラの絶対利得 ( 真値 ) G 開口面積 A m 波長 m 開口効率 η A η G G4 π π.6/..4 π/. 4 π 送信電力 t W 電力密度 W/ m 送信アンテナ絶対利得 G 送受信点間距離 m tg W/m 受信電力 r W 受信アンテナ実効面積 A e tga e r A e m W E (3 4 π ) / 5 3 (7 π ) / 5 3 (7. 4 π ) / π / V/m 7 mv/m tga e r W

5 周波数 f 5 MHz 送信アンテナ高 h m 送信点から受信点までの距離 5 km 受信アンテナ高 h m 大地の反射係数 - 受信アンテナを送信点へ向かって移動し 電界が零となる距離は? 電界強度 E E π hh sin V/m 開口面アンテナ ( ハ ラホ ラ) の絶対利得 開口面アンテナの実効面積等方性アンテナの実効面積 sin(πh h /) の時にEが零になる 最初に零になるのは π の時 h h / / m 送信アンテナ高 m 周波数 MHz 受信アンテナ高 3 m 大地の反射係数 - 距離 km は? 送信アンテナ高 5 m 受信アンテナ高 m 最大放射方向距離 km 送信電力 W 周波数 5 MHz 送信アンテナの相対利得 6 B 相対利得 Gのアンテナの電界強度 7 G E V/m sin(πh h /)の時にEが極大になる 極大になるのはsin9 π/の時 πh h /π/ 4h h / 4 3/ km 受信点の電界強度は? mv/m 7 E G π hh E88 (4) 5 / / mv/m V/m 88 Ghh

6 角錐ホーンアンテナの絶対利得は? 開口面の縦 8 cm の横 66 cm 周波数 3 GHz 電界 (E) 面の開口効率.75 磁界 (H) 面の開口効率.8 角錐ホーンアンテナ 開口面の縦 a m の横 b m E 面の開口効率 η e H 面の開口効率 η h 波長 m 相対利得は 絶対利得より約.5 B (/.64 倍 ) 低い 等方性アンテナの相対利得は約.6 (/.64 倍 ) 微小ダイポールアンテナの相対利得は半波長ダイポールアンテナの相対利得に比べて約.39 B (/.9 倍 ) 低い 放射効率が のアンテナの絶対利得は 指向性利得に等しい G /. 3 3 B 送受信点間距離 8 km 半波長ダイポールアンテナの放射電力.5 kw F 層 回反射伝搬で F 層の高さ 3 km 第 種減衰は無し第 種減衰 6 B 電界強度 μv/m を B とする log7.85 最大放射方向の受信点の電界強度は B? 電波の通路長 (4 +3 ) km E7 (5) / 3 35 / 3 半波長ダイポールの電界強度 μv/m log35 5 B B とすれば絶対利得 G ( 真数 ) は ab ηeη h G 7 E V/m アンテナと給電回路と整合の時のアンテナ利得を G ( 真数 ) 不整合の時の反射損を M ( 真数 ) とすれば アンテナの動作利得は G/M ただし Γ を反射係数とすれば 半波長タ イホ ール 等方性アンテナ 微小タ イホ ール アンテナ効率.8 相対利得 B のアンテナ 微小ダイポールの実効面積について M Γ 受信アンテナから取り出す事のできる最大電力は 微小ダイポールの利得 Gは.5 倍 (+.76B +.76B) なので A e.8g.8.5. 相対利得 B -.5B / B /.9.9 B 絶対利得.5B.64 B.76B.5.5B 指向性利得.5B.64 B?

7 α3 mm b mm の方形導波管周波数 GHz 基本モード TE の電波が伝搬するときの群速度は? m/s とする 波長 m 電波の速度 c m/s 位相速度 ν p m/s 群速度 ν g m/s c 位相速度 νp - α 群速度 ν g c ν p c m/s - α m/s m/s 微小ダイポールの長さ m に高周波電流 3 A を加える周波数 MHz アンテナの電流分布は三角形状に分布する実効長 l m 放射される電力は? 波長 m とすれば 実効長 l/ m 放射電力 I R r 3 8 π / / 9 8 W 微小ダイポールの放射抵抗 R r R r 8π l アンテナの長さ L L m 実効長 l m 三線式折返し半波長ダイポール 群速度は位相速度より遅い 受信周波数 MHz 波長 m 群速度 ν g 3 6 {-(.3/ 3-3 ) } m/s 受信した時の実効長は? l.5/ m 実効長 l m 相対利得 G ( 真値 ) 放射抵抗 R 波長 m l G π R 73.3 m 三線式折返し半波長ダイポール 放射抵抗は半波長ダイポール 73.3 の 9 倍

8 球面大地の伝搬 送信アンテナ高 m 地球の半径 637 km 地球の等価半径係数 ただし cosx -x /(x ) 見通しの距離は? を求めればよい (KR+h) +KR KR +hkr+h +KR KR h なので h は無視する? hkr km 相対利得 ( 真値 ) 電界面内の電力半値幅 3.5 度磁界面内の電力半値幅 4. 度のビームを持つアンテナの指向性利得 G B は? log3.48 電界面内の電力半値幅 θ E ra を θ ED 度 磁界面内の電力半値幅 θ H ra を θ HD 度 G ( 真値 ) θθ θ θ 453 θ θ ED HD ED G ( 真値 ) 453/ G 34.8 B E H HD ( π/8) 電離層の最大電子密度が 8. 個 /m 3 臨界周波数は? MHz KRh θ KR m ra 電離層の最大電子密度が N 個/m 3 の時 電波を電離層へ垂直に入射した時の反射は であり N が最大電子密度 N MAX の高さで反射条件が成り立つ周波数が臨界周波数 f c Hz である fc 9 N MAX Hz f c 9 (8. ) 9 (8 ) Hz 8. MHz

9 直径 mm 距離 D 3 cm 平行 4 線式給電線の特性インピーダンスは? log3.48 として Z 38log D 直径 4 mm 線間隔 cm 周波数 MHz 終端からの長さ.5 m のところから終端を見たインピーダンスと等価となる平行 線式給電線のコイルのインダクタンスは? インピーダンス インダクタンス 角周波数 Z L ω ω π f ra/s Z 38log.3/. 38 log(.44.3/.) 38 log(.) 波長 m 終端から長さ l m のところから見たインピーダンス Z i π l Z i jz tan Q Z R 直径 m 線間隔 D m 平行 線式給電線の特性インピーダンス D Z Z 77log 平行 線式給電線直径 mm 線間 mm アンテナの R 35 整合用給電線直径? mm 線間 mm 整合用給電線の直径は? 平行 線式給電線のインヒ ータ ンス Z Z 7log(./.) 54 整合用給電線のインヒ ータ ンス Q Q (Z R) (54 35) 7 整合用給電線のインヒ ータ ンス Q に代入 Q77log(D/) log(./). m mm 平行 線式給電線の特性インピーダンス Z 77log(D/) 77 log(./.4) 77 log 終端からの長さ.5 m のところから終端を見たインピーダンス Z i j554tan(π.5/5) j554tan(π/3) π/3 は 6 だから tan6 3 j554 3 j958 Z i Lω L958 / (π 6 ) 958/ μh

10 Z 7log(D/) を使う事 半波長ダイポール 周波数 5 MHz アンテナの入力インピーダンスを純抵抗素子の直径 mm 素子の長さ l m は? m だから全波長は m 半波長は m 素子の長さは 5 m になる アンテナ特性インピーダンス Z 38log( 5/.) 44 短縮率 δ4.55/π44.37 短縮率を考慮した素子長さ l m l5*(-.37) m 素子直径 m 素子長さ l m の時 半波長タ イホ ールアンテナ特性インヒ ータ ンス Z 短縮率 δ δ l 38log 4.55 π Z 短縮率を考慮した素子長さ - 短縮率 特性インピーダンス 5 平行 線式線路の伝搬速度が自由空間の.83 倍 m 当たりのインダクタンス L は? 特性インピーダンス Z 自由空間の伝搬速度 c m/s 3 8 平行 線式の伝搬速度 υ m/s 平行 線式線路の単位長当たりの静電容量 C F/m としたとき Z L C υ m/s Z L/C CL/Z υ/ (L L/Z ) / (L /Z ) /L/Z Z /L.83c LZ /.83c L5/ L.8-8. μh/m アンテナ特性インピーダンス 68 垂直接地アンテナ長 5 m 周波数.5 MHz 挿入すべきコイルのインダクタンスは? LC 垂直接地アンテナ長 l m アンテナの特性インピーダンス Z 入力インピーダンス Z とすると Z -jzcot πl Z-j68 cot(π5/) -j68 cot(π/4) -j68 Z が容量性なので 誘導性リアクタンス X L が次式のインダクタンス L H の延長にコイルを付加すれば良い アンテナ特性インピーダンス Z X L πfl68 L68/πf 68/π Z π fl Lω π fc Cω

11 66.7 μh 周波数 MHz 特性インピーダンス Z 365 入力インピーダンス Z 73 の半波長ダイポールアンテナとを整合させるための静電容量 C pf は? Z ω C Z -Z Z ωπf pf C/( ) {(365-73)/73} pf 同軸と平行平板のインピーダンスが等しい比誘電率 ε r b/a 5 のときの /W.6 同軸のインピーダンス 38 b Z log ε α r 自由空間のインピーダンス Z π 平行平板のインピーダンス Z Z ε W r 微小ダイポールの実効面積 3 8π m 共振周波数.5 MHz 給電線電流 A メートル アンペア m A にする為の l l は? 実効長 h e m 給電線電流 I A メータ アンペア S m A S h e m I アンテナ全体の長さは /4 m 実効長 / 5 m 垂直部は電流分布が一様なので l 5 m アンテナ全体の長さは /4 だから

12 特性インピーダンス の同軸ケーブルと比べて特性インピーダンス 5 は? 内部導体が大きい 減衰定数が小さい 伝送できる電力容量が大きい 耐電圧が大きい TE モードの遮断周波数が低い 同軸線路 TEM 波のみ使用 TE 波より高い周波数は使用しない 比誘電率 ε S がの時の位相定数は ε S 倍 散乱波について 図の物体に平面波が入射すると導電電流又は変位電流が誘起して電磁波が再放射される 比誘電率 ε r の誘電体で囲まれたS が等しい平行 線式線路と比べると抵抗損失は大きい 遮蔽物を取り除いて は変えずに S のみが K 倍された平行 線式線路の特性インピーダンスと等しい 方向の散乱断面積 σ σ S / O m 遠方の距離 D m の電力束密度 W/ m は O σ /( ) W/ m m は 散乱方向が入射波と一致するときのσ をレーダー断面積又は後方散乱断面積 全散乱電力と入射波の電力束密度の比全散乱断面積 吸収電力と全散乱電力の和の断面積全断面積

13 レーダー断面積又は後方散乱断面積 定在波比 位相関係によっては伝送品質の劣化の原因となる η η X - - X + -b l η X - e - η X + 回折係数 E E ( S + R S + R S 3 + R R S 4 ) V/m X は定在波比 l は給電線路の長さ b は減衰定数 E E S ( - e -jφ - e -jφ + e -j(φ+φ) ) V/m E E S ( - e -jφ )( e -jφ ) V/m 交差偏波識別度 降雨時は雨滴の変形は雨滴が大きいほど高い つの周波数で つの偏波 つの信号を伝送すれば効率は 倍になるが偏波間干渉が問題となる 風の降雨時は雨滴が長軸の電界が短軸の電界よりも大きくなるため交差偏波が発生する SHF 帯の降雨 GHz に水蒸気分子の共鳴周波数 6 GHz に酸素分子の共鳴周波数 降雨による減衰は GHz 以上で顕著になり GHz までは降雨強度が多いほど減衰量が増える つの電波が交差している領域に降雨があると干渉が起きる事がある log( 主偏波電界 / 交差偏波電界 ) 降雨が強いほど また雨滴の傾きが大きいほど劣化する 電波の位相回転の大きさが偏波の方向によって異なることと関係する

14 電波伝搬 電波は建物等に反射 回折され半波長の定在波を路上に生ずる 上記は受信波にフェージングが発生する周波数が高いほど 移動速度が速いほど変動が速いフェージングとなる 電波伝搬 対流圏散乱波は屈折率の揺らぎで生じ 見通し外遠距離通信に利用 ラジオダクト波は気温逆転現象で屈折率が高さ方向に変化見通し外の遠距離まで伝わる 広帯域伝送では周波数選択性フェージングを生じスペクトルが変形し歪みを生ずる 衛星の大気 電離圏の影響 晴天時の水滴を含まない場合 衛星の仰角が低いほど減衰する 大気の屈折率は常時変動しているので電波の到来方向も変動しシンチレーションの原因となる VHF 帯の高い周波数以上は電離圏での減衰は無視出来る 電離圏の屈折率は周波数が高くなると に近づく 電離圏の位相について VHF 帯では偏波面の回転 ( ファラデー回転 ) となるが UHF 帯以上では問題にならない 対流圏シンチレーションは低仰角の場合変動幅が大きい電離圏シンチレーションと比べて周期が長い ブリッジダイプレクサ 異なるつの高周波は相互作用が無く つのアンテナへ給電できる 正相端子から入力した波は つの平衡端子に同振幅で π ra の位相差ができる同相端子には出力されない 同相端子から入力した波は つの平衡端子に同振幅で ra の位相差ができる正相端子には出力されない つの平衡端子から同振幅で π ra の位相差で入力すると正相端子のみ出力される 同相端子より周波数特性の広い正相端子に fv 同相端子に fa を接続する

15 電界や磁界のシールド 静電遮蔽は電界が存在しない事を用いる 磁気遮蔽は静磁界を遮蔽する事であり 磁界が透磁率の大きな材料を通り 外部からの磁界が小さくなることを用いる 電磁遮蔽は高周波電流が遮蔽の作用をする 遮蔽材は 銅やアルミ網の場合は 網がアンテナになるので波長より小さくしなければならない ILS グランドパスには 個又は3 個のコーナレフレクタアンテナを垂直に配列直接波と反射波の合成のヌルを航空機に上下方向として与える ローカライザは複数のコーナレフレクタアンテナ等を横に配列したもの大きさの等しいつのローブで 航空機に上下方向として与える マーカは 素子の半波長ダイポールで放射パターンはファンビーム 利得と指向性 受信アンテナの利得と指向性が送信アンテナに等しいのは可逆定理 同じアンテナを複数並べた指向性は 単体の指向性に配列指向係数を掛けたもの 偏波 直線偏波は電界の位相差が ra 又は π ra 円偏波は振幅の等しいつの電界の位相差が π/ ra 時計回りに回転する楕円偏波を右旋楕円偏波

16 偏波 反射係数は垂直偏波より水平偏波の方が大きい入射角が9 に近いときはどちらも になる 垂直偏波は反射係数が最小となる入射角ブルースター角がある 垂直偏波では ブルースター角以下のとき 反射波の位相が水平偏波に対して逆位相となる円偏波を入射すると逆回りの円偏波になる アンテナ側を見たインピーダンスが最大値 Z max V t Z + Z max Z max W の時の電力 t VSWR を S とすると Z max SZ V S Z (+ S) t W だから 電離層伝搬 位相速度は周波数によって異なる アンテナと給電線が整合している時の電力 V 4Z W 不整合による反射損 M は M t ( S) 4S + W 自由空間の電波速度より大きい 減衰量は周波数が小さくなるほど大きい 直線偏波が楕円偏波になる 跳躍距離付近で日出 日没時に電子密度が変化し電離層を突き抜ける跳躍フェージング アンテナ利得 G W ( 真数 ) は G G 4SG W W M (+ S)

17 航空監視レーダー (ASR) アンテナの利得は cosec θ に比例する 等高度で飛行していれば 反射強度は航空機の距離に無関係に一定 水平面内のビーム幅は 非常に狭い 表皮厚さ ( 導電率の導体中へ浸透する深さ ) 導体表面の電磁界強度が /e に減衰する時の距離 (eは自然対数の底) 導電率が大きくなるほど薄くなる 表皮厚さが厚くなるほど減衰定数は小さくなる ダイバーシティ 空間ダイバーシティは干渉性フェージングを軽減する 空間ダイバーシティの効果は異なる受信点の電界強度変動が小さいほど大きい 受信レベルが極大 h m の時は sin9 π/ Δh の時は sin7 3π/ 周波数ダイバーシティは選択性フェージングを軽減 偏波ダイバーシティは偏波性フェージングを軽減 偏波ダイバーシティの効果は同じ受信点に直交する偏波面のアンテナ つを設置してもよい

18 アンテナの測定 ダイポールで 3 MHz で測定する場合は 送信アンテナから3 波長以上離さなければならないので 波長は m だから 3 m 以上離す 屋外で測定する場合 送受信アンテナ高を測定距離に比べて低く設定する事で大地反射波を利用できる 分割同軸バラン 巻線比 : Z s が無限大になる l は /4 m tan(π/) 同軸給電線には Z p /4 が接続され インピーダンスの整合がとれ 平衡と不平衡の変換が出来る マクスウェル方程式 l は /4 m 以外の時も平衡と不平衡は維持される roth rote E σ E + ε t H -μ t 第 項導電流第 項変位電流でアンペアの法則 コイルが無い空間といえばファラデーの法則 答え

19 開口面アンテナ 領域 フレネル領域 ( 近傍 ) 電界強度が距離に対して振動的に変化する フラウンホーファ領域 ( 遠方 ) 距離によって変化しない フレネル領域とフラウンホーファ領域の距離開口面 D m 波長 m とすると D / アンテナのごく近傍リアクティブ近傍界 ホーンリフレクタアンテナ 反射鏡からの反射波がほとんとんど戻らないから広帯域にわたってインヒ ータ ンスの不整合が生じにくい 開口面以外は導体で覆われているので 不要発射が少なく前方後方比 前方側方比が高い 角すいホーンリフレクタアンテナは多周波数帯の共用 偏波の共用が出来る サイドローブ 反射鏡アンテナの鏡面の精度を高めるとサイドローブは低減できる パラボラの主反射鏡に遮蔽板を取り付けると広角サイドローブを低減できる カセグレンアンテナは主反射鏡に対する副反射鏡が大きいほど近軸サイドローブが増加する レンズアンテナの照度分度分布を周を周辺を弱くすると広角サイドローブを低減できる ホーンリフレクタアンテナは電波通路が無いのでサイドローブ特性が良い 特性 開口効率は電界の振幅分布 位相分布によって最大値 になる 注意事項開口面アンテナの送信アンテナの直径を D m 受信アンテナの直径を D m 波長 m の誤差を % 以下に抑える最小距離 R は R (D +D ) / 屋外で測定する場合オープンサイトで実施する カセグレンアンテナ 副反射鏡 つの焦点は一次放射放射器と一致し もう一つの焦点は主反射鏡と一致 主反射鏡の中心に一次放射放射器を置くから給電路を短く出来る 主反射鏡と副反射鏡の表面を修正すると サイドローブが良好になる 放射特性の乱れはオフセットカセグレンアンテナより大きい

20 グレゴリアンアンテナ 主反射鏡に回転放物面 副反射鏡に回転楕円面 焦点を 次反射器の位相中心と一致させる 副反射鏡によるブロッキッキングングノイズを無くして サイドローブを良好にする為オフセット型が用いられる 点 の軌跡 T+R と + との通路差が / の整数倍 回転楕円体をフレネルゾーンといい 内側から第 第 第 3 第 n フレネルゾーンという第 n フレネルゾーンの半径は n m + 障害物が第 フレネルゾーンに入らない様にクリアランスを設ける 角錐ホーンアンテナ 開口面上で電磁界の位相が一様である事 ホーンの開き角を大きくしすぎると利得があがらない ( 位相が周辺部より中心部の方が速く進む為 ) 位相を揃える為にはパラボラ形反射鏡ラ形反射鏡 電波レンズを用いる 電波暗室の電波吸収体 誘電材料に黒鉛粉末を使用する 図 自由空間と整合する為にテーパ状にする 図 種々の誘電率の材料を重ねて広帯域特性にしたりする フェライトコアを粉末にして使用したものは誘電材料の電波吸収体より

21 無給電アンテナ ( 反射板 ) 使用周波数が低い 反射板は遠隔形平面反射板と近接形辺面反射板がある 遠隔形平面反射板は励振アンテナのフラウンホーファ領域にある 有効投影面積 S e m 実際の面積 S m 開口効率 α αscos cosθ m S e θ が鈍角になる場合 平行反射板を 枚用いれば開口効率の低下を少なくできる.53 波長垂直接地アンテナは高仰角 アンテナの周波数特性 周波数の変化に対して敏感な入力イン力インピーダンス 半波長ダイポールはアンテナ素子が太い方が帯域幅が広い 自己補対アンテナは定インピーダンスなので 帯域幅が広い 指向性が同じ複数のアンテナの合成指向性はアンテナ素子の指向性と無指向性点放射放射源との積 位相係数 K e jblcos cosθ 合成電界強度 E A (e -jb /) D( +KM )

22 携帯電話の逆 F 形アンテナ 線状逆 L 形アンテナ 小型の為 /4 波長モノポールアンテナを逆 L 形アンテナの給電点に 逆 L 形アンテナの容量性リアクタンスに対し 誘導性リアクタンスで共振させ 放射抵抗抵抗分を増加して整合をとる 周波数帯域幅が狭い 板状逆 F 形アンテナ 短絡板の幅を調整して整合 周波数帯域幅が広い アンテナ 個の場合 t W を送信し 反射してきた電波を同じアンテナで受信した電力を r W r tg () tg (8π ) G W W 8π G r t アンテナ 個の場合 r tg tg ( ) G W W G r t 反射波を受信したときの電圧定在波比を S とすれば r t S - S +

23 模型を使用したアンテナ測定の注意事項 媒体の誘電率電率及び及び導電率は模型の縮尺率に依存しない ( 自由空間と同じ ) 材料の導電率は模型の縮尺率に依存する 周波数 f Hz 模型の縮尺率 p (p < ) 測定周波数 f m は? f / p Hz f m 測定周波数は周波数を短縮率で割で割った高い周波数を使用する 対数周期ダイポールアレーアンテナ, 対数周期比 τ X n+ /X n α tan - l n /X n, 隣接するダイポールごとに逆位相で給電 3, アンテナの中心軸の O 方向に単一指向性を得る 4, 周波数は最も長い素子と短い素子で決まる 5, 周波数の対数に対して周期的に小さな変化を繰り返す 平面反射板付ダイポール 平面反射板を取り除いても指向性が等しいイメージアンテナのz 軸上の距離は -/4 m イメージアンテナにはダイポールと逆向きの電流が流れる 指向性は z 軸上に最大放射方向を持つ単一指向性が得られる 反射板が小さいと回折波の影響を受ける 八木アンテナの帯域幅 半波長ダイポールより帯域幅は狭い 放射器 導波器 反射器の導体が太いほど帯域幅は広い 導波器は中心周波数より短い方が帯域幅は広い 反射器は中心周波数より長い方が帯域幅は広い 利得が最大になる寸法だと帯域幅が狭くなる

24 フェーズドアレーアンテナ デジタル移相器の位相角 π/ n サイドローブが生じたとき 透過型空間給電方式で低減 G tg Γ W t W 区間ロス t L tr r L ΓΓ 区間伝搬ロス Γ GG L

25 導波管の伝送モード 円形導波管は TE モード TE モード周波数が高くなるほど減衰定数が低下 同軸線路は TEM モード 方形導波管 TE モード TEMモードが存在しない a b a < < a TM mn モードには m あるいは n に対応するモードは存在しない ベーテ孔方向性結合器 電界結合した電波が副導波管を両方向に進む 磁界結合した電波が副導波管を 方向に進む 磁界結合した電波の大きさは cosθに比例 方向性が周波数に無関係な特徴 スロットアレーアンテナの偏波 yz 面は z 軸に平行な電流が流れている y 軸の電界分布は 管内波長の / の間隔で反転 l m 間隔のスロットから放射される電波の電界の方向はスロットに垂直 隣り合うスロットからの電波の電界をy 成分とz 成分に分解すると z 成分は互いに逆向き y 成分は同じ向きだからz 成分が打ち消されるので水平偏波となる

26 ラットレース回路 導波管の E 面を環状にした 4 本の E 面分岐を設けた から入力した場合 へは g だから出力あり 3 へは g / だから出力なし 4 へは同相だから出力あり から入力した場合 と 3 へは出力あり 4 へは出力なし 方形導波管 金属片 金属棒は平行 線式給電線にリアクタンス素子を並列にしたのと同じ働きをする 図 金属片はキャパシタンスの働きをする 図 金属片はインダクタンスの働きをする 図 3 挿入長 l m は /4 m より長いとインダクタンス 短いとキャパとキャパシタンス メタルレンズ 導波管内では位相速度が自由空間より速くなる性質を応用したもの 図 電界に平行な金属板で凹レンズで 波面を揃えて平面波にする 図 金属板間隔 で位相速度を速くする場合は外側に近いほど狭くする金属板間隔 が/より小さい時は遮断領域となって電波が減衰する