マイクロストリップラインの作製に関する一検討
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- こうた かわらい
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2 第 部周波数制御 選択に係る GHz 帯デバイスの評価方法標準化に関する調査研究 ( 目次 ) 目次. 周波数制御 選択に係る GHz 帯デバイスの評価法. 概要 3. GHz 帯水晶振動子の周波数特性測定.. まえがき 4.. 分布定数回路とマイクロストリップライン 4..3 マイクロストリップラインの特性フィッティング 9..4 λ/4 マイクロストリップラインを用いた 水晶振動子の周波数特性測定..5 まとめ 3.3 テスト フィクスチャと国内ラウンドロビンテスト.3. はじめに テスト フィクスチャに関する打合せ会議 国内ラウンドロビンテストに関する打合せ会議 国内ラウンドロビンテスト まとめ 35.4 結論.4. 得られた成果 今後の課題 39
3 . 周波数制御 選択に係る GHz 帯デバイスの評価法. 概要 高度情報化社会を支える電子デバイスの つに水晶振動子や SAW デバイスなどに代表される圧電デバイスがある 特に 周波数基準源として多く用いられている水晶振動子では 近年の加工技術の進歩に伴って 従来では HF 帯に留まっていた作製技術が VHF UHF 帯にまで可能となってきた これに関連して振動子の特性をこの周波数帯で測定することが必要になっている しかし 水晶振動子の共振周波数や等価パラメータなどを評価する測定法としては Center Line Method や Fr-meter,π 回路による伝送測定法などがあるものの いずれも 5MHz 帯程度までを対象とするものであり GHz 帯で適用可能な測定法が望まれている GHz 帯を対象とする測定では 被測定対象となる振動子だけでなく 振動子を装着する回路の特性も分布定数回路として測定結果に大きく影響することが想定される そこで GHz 帯水晶振動子の特性測定法を実現するため つのプロセスをとることを考えた その一つは GHz 帯の回路として実績のあるマイクロストリップ線路を用いる方法について検討すること そして つ目として テスト フィクスチャを開発することである この つのテーマは 互いに強い関連性をもっている 即ち テスト フィクスチャの校正には 校正用の標準抵抗を必要とするが 通常提供されている標準抵抗は同軸形状であり GHz 帯水晶振動子の形状と同じものが存在しないこと また 形状を同じにした場合 正確な校正が実現できない可能性をもつなどのことが考えられる 一方 水晶振動子はその周波数特性の中にリアクタンス分がゼロとなる無誘導周波数を持っている したがって この無誘導周波数を正確に決定できれば これをテスト フィクスチャの校正に利用することができる このために マイクロストリップ線路を用いる方法を検討することとしたが この方法は正確さ故に測定手順が複雑になることが想定され 国際標準化の点では 校正により正確さを保証できるテスト フィクスチャを用いることが必要となる このことから 本事業では GHz 程度までの振動子への適用を想定し 周波数制御 選択に係るGHz 帯水晶振動子の周波数測定法を確立し 国際標準化を行うことを最終目標とし 以下のつの課題について 検討を進めている () GHz 帯でも他部品に比し高 Qである水晶振動子のインピーダンスを高い精度で評価可能な測定技術を構築する () () の技術の基に テスト フィクスチャを開発する 以下に これらの各項目について検討した結果を報告する 3
4 . GHz 帯水晶振動子の周波数特性測定.. まえがき GHz 帯を対象とする測定では 被測定対象となる水晶振動子だけでなく 水晶振動子を装着する回路の特性も分布定数回路として測定結果に大きく影響することが想定される 例えば 水晶振動子を装着する部分に存在する pf の容量は GHz の周波数の下で約 6Ω と低インピーダンスを呈し 水晶振動子本来の特性測定を困難にすることが予想される GHz 帯水晶振動子は HF 帯の水晶振動子に比し Q 値が低くなるが GHz 帯における他の電子部品に比べ高 Q であることは間違いなく 合理性をもって正確に水晶振動子の周波数特性を測定することが求められる そこで 高周波数帯で実績のあるマイクロストリップラインを用いることについて検討し GHz 帯水晶振動子の周波数特性を合理的に評価可能であることを明確化する.. 分布定数回路とマイクロストリップライン ここでは 振動子を装着する基準面である回路基板の特性を 明確にすることを目的とした そこで まず 基板の構成による周波数特性を検討するため 数種の構成のマイクロストリップラインを設計し 評価することにした 図 に マイクロストリップラインの外観を示す 上面と下面の導体で誘電体を挟んであり 上面の導体が伝送線路で 下面の導体はグランドになっている 図 ~4 に 検討したマイクロストリップラインの構成を示す 導体 幅 W 厚さ t=35μm 比誘電率 ε r = 4.6 高さ h=.53mm 導体 ( グラウンド ) 図 マイクロストリップラインの外観 4
5 Baal plate Wmm Connector Connector 図 ラインのみの基板構成 Baal plate Ground.7 mm Connector Connector 図 3 振動子を載せるための基板構成その Baal plate Ground 3.mm Ground.7 mm Connector Connector 図 4 振動子を載せるための基板構成その 図 は マイクロストリップラインの基本構造であり 上面の導体部分が伝送ラインのみで構成した基板を示す 図 3 は 振動子を載せるための構成として 図 のマイクロストリップラインの外に 基板の中央に裏面とスルーホールしたグランド部分を設置した構成を示している 図 4 も 振動子を載せるための他の構成で 図 のマイクロストリップラインと それから上下 3[mm] 離れた部分がすべて裏面とスルーホールしたグランド部分を設置させ 5
6 た構成を示している 振動子を装着することを考慮してグランド部分を設置したわけであるが それを設置するかしないかで特性にどのような違いがあるかも評価することを考え まず このような 3 つの構造で検討を行うことにした また 図 ~4 の基板の両終端部には SMA コネクタを接続した 基板は 高周波でよく使用される特性インピーダンス 5[Ω] のマイクロストリップラインを作製することにし 市販のガラス エポキシ基板 カタログパラメータ : 誘電体の厚さ h=.53[mm], 比誘電率 ε r =4.5, 導体の厚さ t=.35[mm] を使用した 基板作製機には Board Mater (Protomat C: 作製精度 ±5μm), 基板作製ソフトに Circuit-CAM を使用した また 作製した基板の特性測定にはネットワークアナライザ (Agilent E56A) を用い 片端を Z =5Ω で終端し 反射法による S パラメータ測定を行った まず ライン幅による特性への影響を見るため 図 の基板構成のマイクロストリップラインを用いて 片端からみたインピーダンス Z L ( 後述される式 (7), 図 9 参照 ) を測定した 図 5 にその結果を示す なお 基板寸法は 5 [mm ] とした 6 5 R[Ω] W=.4mm W=.7mm W=3mm Freq.[GHz] (a) R の周波数特性 X[Ω] W=.4mm W=.7mm W=3mm Freq.[GHz] (b) X の周波数特性 図 5 ライン幅の変化による実測結果 6
7 図 5 の (a) は Z L の実数部 R,(b) は虚数部 X の周波数特性をそれぞれ示しており ライン幅 W=.7[mm] を中心に ±.3 [mm] 変化させた場合の結果を示す (a) の結果を見ると 全体的に 5Ω より大きな値をとり 周波数に対し 4~7Ω 程度の変動をもつことがわかる また (b) の結果からリアクタンス分は小さいものの ±4Ω 程度の変動をもつことがわかる (a),(b) 両方の結果から 周波数に対する変動は回路を構成する要素が分布定数回路であることから各要素間の電磁界分布の不整合により定在波が生じていることが考えられる また ライン幅による変動の大きさは GHz 程度までは同程度であることが分かる また W=.7, 3.[mm] の特性から 周波数が高くなるに伴い変動の振幅に小さくなる傾向がみられた 特性インピーダンスが 5Ω となるマイクロストリップラインを作製することを目標に ライン幅 W=.7[mm] を中心に ±.3[mm] 変化させて特性を評価したが 現段階では最適なライン幅を見出すことができなかった 図 6 実際に作製した基板構成 ( 図 3 の構成 ) 図 7 実際に作製した基板構成 ( 図 4 の構成 ) 7
8 7 6 R[Ω] X[Ω] Fig.. Fig.3. Fig Freq.[GHz] (a) R の周波数特性 Fig.. Fig.3. Fig Freq.[GHz] (b) X の周波数特性 図 8 基板構成の変化による実測結果 次に グランドの面積がどのように特性に影響を与えるか評価するため 図 ~4 の回路構成について 片端を 5Ω で終端し 反射法による S パラメータ測定を行った 図 8 にその結果を示す また この検討では W=.7[mm] とし 3 種類の基板の寸法共 5 [mm ] とした 図 8 の (a) は Z L の実数部 R,(b) は虚数部 X の周波数特性をそれぞれ示しており 図中のパラメータは 図 ~4 の回路構成を それぞれ示している 図 (a),(b) の結果を見ると マイクロストリップライン上面のグランドの面積で 変動の振幅に違いがあることが分かる また 図 4 の回路構成の場合.5~3[GHz] 付近の周波数で 変動が Ω 以上となることが分かった 本検討では [GHz] 程度までの振動子への適用を想定しているため いずれの構成でも良いと思われたが 変動が 番小さくなっていた図 3 の構成が良いと考えた 8
9 ,.3 マイクロストリップラインの特性フィッティング 前節の検討に基づいて 図 3のマイクロストリップラインの周波数特性を評価するため 分布定数線路による解析式を誘導することにした 分布定数線路の特性インピーダンスおよび伝搬定数を それぞれ Z w, γ ( = α + jβ ) で また 線路の物理的な長さを l で表すと 線路方程式は式 () で表せる V I = cohγl inhγl V w ( Z ) inhγl cohγl I w Z () 損失 αは導体損失係数 α c, 誘電体損失係数 α d としてα= α c + α d となり 以下の式を用いて表せる α c = r r Z + w α d ε πf ( ε ) tanδ r eff = () C ( ε r ) ε eff r r LR 4πw πfµ + ln w π π T σ = (3) = πfµ (4) h ( w / h h / w) σ = w w h h w / h.5 LR (5) ε + ε + h.5 < w / h ε r r eff = + ( w / h ) (6) w また 位相定数 β は 波長 (λ) で π[rad] 変化し fλ=v ( 但し f: 周波数,v: 位相伝搬速度 ) なる関係があることから 式 (7) のような関係がある 9
10 ε eff π πf β = = = ω (7) λ v c 但し ε eff は基板誘電体の実効比誘電率とし式 (8) に示す また c=3. 8 [m/] を表す eff ε r + ε r h = + + W ε (8) ただし 上式が成り立つのは W/h の場合 図 3 のマイクロストリップラインの構成では 分布定数回路として 左からコネクタ, ストリップライン, コネクタ の順に縦続接続されているので それぞれの F マトリクスを [F ],[F ],[F ] とし co βl jz w in βl [ F = in ] j βl co βl Z w (9) cohγ l ] = inhγ l / Z Z inhγ l w [ F () w cohγ l co β l jz w in β l [ F = in ] j β l co β l () Z w [ 但し ε effi,l i,zw i (i=,,) は それぞれ i(=,,:; コネクタ,; ストリップライン,; コネクタ ) の位相定数, 物理的な長さ, 特性インピーダンスを表す ] で表すと 全体の F マトリクス [F total ] は次式のように導ける A C [ F ] = [ F ] [ F ] [ F ] B total () D 但し ( θ = βl, θ = γ l, θ = βl ) のとき A = (coθ cohθ + jz B = + j( Z / Z coθ inhθ + jz jz (coθ cohθ + jz + ( Z coθ inhθ + jz inθ inhθ ) coθ inθ cohθ ) / Z / Z inθ cohθ )coθ inθ inθ inhθ )inθ (3) (4)
11 C = ( jinθ cohθ / Z + j(coθ cohθ + jz + inhθ coθ / Z / Z )coθ inθ inhθ ) / Z inθ (5) D = (coθ cohθ + jz + jz ( jinθ cohθ / Z / Z inθ inhθ )coθ + inhθ coθ / Z )inθ (6) 図 9 は 式 () より求められる F パラメータもつ回路を Z で終端した構成を表している このとき 他端から見たインピーダンス Z L を求めると次式のように導ける V AV + BI AZ + B Z L = = = R + I CV + DI CZ + D jx (7) I I V [F total ] V Z 図 9 端子対回路 片端を Z =5Ω で終端し 他端から見たインピーダンス Z L の測定値と解析結果がどの程度まで一致するか パラメータ値を変化させることで特性のフィッティングを行うことにした また Z =5Ω で終端した条件から得たパラメータ値によって Z 5Ω(SHORT, OPEN 治具 ) の終端条件下の Z L を どの程度評価可能かも検討することとした フィッティングの方法として 式 (9)~() の計算に必要となる つのコネクタと基板のパラメータ ( 特性インピーダンスと実効比誘電率 ) の値を変化させ 実測結果に一致する 乃至は 近似する値を決定することにした 図 に実際に作製したマイクロストリップライン ( 寸法 5 5[mm ]) を示す また 図 ~3にそれぞれ図 の基板をZ =5Ω(LOAD 治具 ) 及び Z 5Ωの終端条件として Z =, (SHORT, OPEN 治具 ) で終端したときの結果を示す 各図共 (a) は実数部 R,(b) は虚数部 Xを示している 表 はマイクロストリップラインのパラメータを示し 表 には 特性フィッティン
![グしたときの式 (9)~() の計算に必要となる つのコネクタと基板のパラメータを示 す 表 マイクロストリップラインのデータ w: ライン幅 [m].7x -3 h; 基板の厚さ [m].53 x -3 t: 導体の厚さ [m] 35x -6 σ : 導電率 [S/m] 58 x 6 tan δ : lo tangent of dielectric. µ : 真空透磁率 [H/m].](/docs-images/91/105341887/images/12-0.jpg "5 x -6 ε : 基板比誘電率 4.5 r ε eff : 実効比誘電率 3.376 図 基板 ( 寸法 5 5[mm ]) 表 フィッティングさせたときのパラメータ Connector Micro trip line Connector ε. ε eff 3.376 ε L [m]. l [m].5 l [m]. Z w [Ω] 54 Z w [Ω] 5.95 Z w [Ω] 49.")
12 グしたときの式 (9)~() の計算に必要となる つのコネクタと基板のパラメータを示 す 表 マイクロストリップラインのデータ w: ライン幅 [m].7x -3 h; 基板の厚さ [m].53 x -3 t: 導体の厚さ [m] 35x -6 σ : 導電率 [S/m] 58 x 6 tan δ : lo tangent of dielectric. µ : 真空透磁率 [H/m].5 x -6 ε : 基板比誘電率 4.5 r ε eff : 実効比誘電率 図 基板 ( 寸法 5 5[mm ]) 表 フィッティングさせたときのパラメータ Connector Micro trip line Connector ε. ε eff ε L [m]. l [m].5 l [m]. Z w [Ω] 54 Z w [Ω] 5.95 Z w [Ω] 49.9
13 基板 ( 寸法 5 5[mm ]) R[Ω] (a) R の周波数特性 calculated meaured 5 calculated meaured X[Ω] (b) X の周波数特性 図 実測値と計算値の比較 (Z =5Ω) 3
14 34 9 calculated meaured 4 R[Ω] (a) R の周波数特性 5 calculated meaured 5 X[Ω] (b) X の周波数特性 図 実測値と計算値の比較 (Z = Ω) 4
15 R[Ω] calculated meaured (a) R の周波数特性 5 calculated meaured 5 X[Ω] (b) X の周波数特性 図 3 実測値と計算値の比較 (Z =Ω) 5
16 次に 基板寸法の異なる例として 基板寸法 5[mm ] のマイクロストリップラインを示す 図 5~7に この基板をそれぞれZ =5Ω(LOAD 治具 ) 及び Z 5Ωの終端条件として Z =, (SHORT, OPEN 治具 ) で終端したときの結果を示す 各図共 (a) は実数部 R,(b) は虚数部 Xを示している 表 3 には 特性フィッティングしたときの式 (9)~() の計算に必要となる つのコネクタと基板のパラメータを示す 図 4 基板 ( 寸法 5[mm ]) 表 3 フィッティングさせたときのパラメータ Connector Micro trip line Connector ε.6 ε eff 3.3 ε.8 L [m]. l [m].5 l [m]. Z w [Ω] 54.8 Z w [Ω] 5.9 Z w [Ω] 5.4 6
17 基板 ( 寸法 5 [mm ]) R[Ω] calculated meaured (a) R の周波数特性 5 calculated meaured X[Ω] (b) X の周波数特性 図 5 実測値と計算値の比較 (Z =5Ω) 7
18 5 R[Ω] 5 calculated meaured 5 X[Ω] (a) R の周波数特性 calculated meaured - (b) X の周波数特性 図 6 実測値と計算値の比較 (Z = Ω) 8
19 3 5 R[Ω] 5 calculated meaured (a) R の周波数特性 5 X[Ω] calculated meaured -5 - (b) X の周波数特性 図 7 実測値と計算値の比較 (Z =Ω) 9
![..4 λ/4 マイクロストリップラインを用いた水晶振動子の周波数特性測定 まず 図 8 に寸法 5 5[mm ] のマイクロストリップラインを SHORT 冶具で終端した場合の 6MHz 近傍における共振部分の特性を示す 他端から見たインピーダンスを (Z λ/4 ) としており 図中のパラメータは 実測結果で それぞれ実数部 R, 虚数部 X の周波数特性を示している また](/docs-images/91/105341887/images/20-0.jpg "実際に特性測定に用いたマイクロストリップラインを図 9 に示す ここで 寸法 5 5[mm ] は 6MHz 近傍のλ/4 に該当する この実測結果の共振特性から 6MHz 近傍のマイクロストリップラインは並列共振回路で近似できると考えた 3 5 Re mea Im mea 5 Z λ/4[ω] 5.55-5.57.59.6.63.")
20 ..4 λ/4 マイクロストリップラインを用いた水晶振動子の周波数特性測定 まず 図 8 に寸法 5 5[mm ] のマイクロストリップラインを SHORT 冶具で終端した場合の 6MHz 近傍における共振部分の特性を示す 他端から見たインピーダンスを (Z λ/4 ) としており 図中のパラメータは 実測結果で それぞれ実数部 R, 虚数部 X の周波数特性を示している また 実際に特性測定に用いたマイクロストリップラインを図 9 に示す ここで 寸法 5 5[mm ] は 6MHz 近傍のλ/4 に該当する この実測結果の共振特性から 6MHz 近傍のマイクロストリップラインは並列共振回路で近似できると考えた 3 5 Re mea Im mea 5 Z λ/4[ω] 図 8 マイクロストリップライン ( 基板寸法 5mm 5mm) 周波数特性 図 9 寸法 λ/4( 寸法 5mm 5mm) のマイクロストリップライン
21 Zp(ω) Yp(ω) Rp Lp Cp 図 並列共振回路によるマイクロストリップラインの等価回路 R ZT(ω) YT(ω) R p L p C p C L C Y p(ω) C Y(ω) 図 振動子を装着した場合の等価回路 図 は 並列共振回路によるマイクロストリップラインの等価回路を示している したがって 振動子装着時のマイクロストリップラインの等価回路は 並列共振周波数近傍で図 のように表すことができる 図 は並列共振回路に 更に 並列に Co が接続させている部分を Y p(ω) また 直列共振回路の部分を Y(ω) として それらが並列に接続された構成である そこで まずは 図 8 の実測結果と計算結果がどの程度まで一致するか 他端からみたインピーダンスの特性のフィッティングを行うことにした 並列共振回路のパラメータは 実測値に一致乃至は近似する値を決定することとした 図 に実測値と計算値の比較を示す 図中のパラメータ Re Z λ/4 (mea),im Z λ/4 (mea) は 寸法 5 5[mm ] の実測値を示している また Re Zp(cal),Im Zp(cal) は 計算結果で Re,Im は それぞれ実数部, 虚数部を示している 表 4 は 計算に用いた並列共振回路のパラメータを示している
22 Zλ/4,Zp[Ω] 3 Re Zλ/4(mea) Im Zλ/4(mea) Re Zp(cal) Im Zp(cal) 図 実測値と計算値の比較 ( 寸法 5mm 5mm) 表 4 マイクロストリップラインの特性を並列共振回路で表現した時のパラメータ Rp[Ω] 5 Lp[H].7E-8 Cp[F] 3.9E- Q 38 F[Hz] 6.6E+8 図 3 に 図 9 の基板に 6MHz 振動子を装着した時の周波数特性を示す 同図は 他端からみたインピーダンスを Z T として Re, Im はそれぞれ実数部, 虚数部を示している 図 9 あるいは 図 の特性と見比べると 緩やかに変化する並列共振特性が低周波側にシフトしたことと 6MHz 付近にスプリアスを伴う鋭く変化する水晶振動子の特性が見て取れる
23 3 5 Re Im ZT[Ω] 図 3 振動子装着時の周波数特性 詳細は図 5 図 4,5 に 水晶振動子を装着する前, および装着時として実測結果 ( 図 8,3) の詳細を示す 図 4 では観測している周波数範囲にわたって緩やかに変化する並列共振特性のみが現れているが 水晶振動子を装着した図 5 の結果では 鋭く変化する振動子の周波数特性が現れていることがよくわかる 3
24 3 5 Re Im 5 Z λ/4[ω] 図 4 振動子装着する前 ( 図 8 の詳細 ) ZT[Ω] 5 5 Re Im 図 5 振動子装着時 ( 図 3 の詳細 ) 4
25 次に 図 6 に 水晶振動子装置時のマイクロストリップラインの共振部分の実測結果と並列共振回路による計算結果を示す Z T,Zp`はそれぞれ実測結果, 計算結果を示しており Re,Im は実数部, 虚数部を示している 表 5 は 計算に用いた並列共振回路のパラメータを示している 図 6 の結果から 水晶振動子を装置したときに低周波側にシフトした低 Q な周波数変化も並列共振回路によって表現できていることがわかる Re(Zp`) Re(ZT ) Im(Zp`) Im(ZT) ZT,ZP'[Ω] 図 6 実測値と計算値の比較 表 5 振動子装着時のマイクロストリップラインに特性フィッテイングしたときの並列共振回路のパラメータ Rp[Ω] 36 Lp[H].7E-8 Cp[F] 4.4E- Q 3.8E+ f[ Hz] 5.8E+8 5
26 図 6 の特性は ほぼ並列共振常態下にある点に 6MHz の水晶振動子を装着し 同時にその点におけるインピーダンスを測定できたとして示したものであるが 周波数が 6MHz より高くなると 水晶振動子を装着した点のインピーダンスを測定できたとすることが困難になることが予想される より現実的な問題としては 水晶振動子の装着点から幾らか信号源側に戻った点から見たインピーダンスを測定することになる そこで 水晶振動子装着点のインピーダンス Z T を電気長 Kλのマイクロストリップラインを通して測定したときの特性について検討した 図 7 にその構成を示す kλ Zin Yin Zw,γ ZT(ω) 図 7 Z T をマイクロストリップラインの寸法 L=Kλ 越しにみた時の構成 今 簡単のため 電気長 Kλのマイクロストリップラインが無損失の場合 (α=) で kλ=λ/,λ/4 のときのインピーダンス Zin 及びアドミタンス Yin を求めると次式のように求められる Z Y = Z ( kλ = λ / ) in T (8) in = ZT / Z w ( kλ = λ / 4) (9) 図 8 は 寸法を kλ=λ/ 基板としたときの実際に作製した基板を示す この基板を用いてインピーダンス測定を行った結果を図 9~3 に示す 図 9,3 は振動子を装着する前 装着時の結果であり 図 3,3 は 図 9,3 の 6MHz 近傍を拡大した図である 図中のパラメータ Re,Im は実数部, 虚数部を示している 6
![図 8 kλ=λ/ 基板 ( 寸法 8mm 5mm) のマイクロストリップライン Zin[Ω] 4 8 6 4 Re Im -.](/docs-images/91/105341887/images/27-0.jpg "57.59.6.63.65.")
27 図 8 kλ=λ/ 基板 ( 寸法 8mm 5mm) のマイクロストリップライン Zin[Ω] Re Im 図 9 マイクロストリップライン ( 寸法 8mm 5mm) のみの周波数特性 7
28 4 8 Re Im 6 Zin[Ω] 図 3 振動子装着時の周波数特性 4 8 Re Im 6 Zin[Ω] 図 3 図 9 の詳細 8
29 4 Re Im 8 6 Zin[Ω] 図 3 図 3 の詳細 図 3 の結果から基板の並列共振の状態の下で 振動子の共振周波数が見えていることがわかる 図 33 に寸法を kλ=λ/4 基板としたときの実際に作製した基板を示す この基板を用いてインピーダンス測定を行った結果を図 34,35 に示す 図 34,35 は振動子を装着する前 装着時の結果である 図 36 は 図 35 のアドミタンス Yin の特性を示している 式 (9) より kλ=λ/4 基板の場合 ZT に比例するのは Yin であることがわかるが kλ=λ/ 基板の場合は 式 (8) より ZT に比例するのは Zin である 図 3 の Zin と図 36 の Yin を見比べると よく形状が一致しており 水晶振動子の特性を反映した結果が得られているものと判断できる 9
30 図 33 kλ=λ/4 基板 ( 寸法 5.4mm 5mm) のマイクロストリップライン 4 Re Im 6 Zin[Ω] 図 34 マイクロストリップライン ( 基板寸法 5.4mm 5mm) のみの周波数特性 3
31 4 6 Re Im Zin[Ω] 図 35 振動子装着時の周波数特性 Re Im Yin[S] 図 36 振動子装着時の周波数特性 ( 図 35 のアドミタンス ) 3
32 ..5 まとめ GHz 帯でも他の部品に比べ高 Q であることが予想される水晶振動子のインピーダンスは急峻に且つ大きな変化をもつことが想定される このインピーダンスの周波数変化を測定するため マイクロストリップラインの共振特性を用いることを検討した マイクロストリップラインの共振特性は その共振周波数の近傍において低 Q の並列共振回路で近似でき その点に水晶振動子を置くことによって GHz 帯水晶振動子の周波数特性測定を実現できる見通しを得ることができた 3
33 .3 テスト フィクスチャと国内ラウンドロビンテスト.3. はじめに. GHz 帯水晶振動子の周波数特性測定 で検討した内容によって GHz 帯水晶振動子の周波数特性を評価可能なことを明確にできたが 煩雑な調整等を必要とすることになる 校正作業が簡単で 各国の関係者に受け容れ易い測定法を実現するためには テクト フィクスチャを開発することが必要である.3. テスト フィクスチャに関する打ち合わせ会議 平成 年 8 月 8 日の第 回標準化会議の後 同所にて TC49 測定法小委員会主査渡部泰明氏 ( 首都大学東京 ), QIAJ 測定法委員会主査和田学氏 ( 日本電波工業 ), 作田幸憲 ( 日本大学 ) で テスト フィクスチャの構造について議論した 検討の結果 以下の諸点を決めた () 測定対象はGHz 程度であるが より高周波数帯への対応も含めて アダプタとして mm/mm Coaxial Adapter(DC-GHz) を採用する () 水晶振動子を位置決めする測定用アダプタサイズを35サイズとする 図 37,38 に テスト フィクスチャの設計図面, および 試作品概観 詳細等を示す.3.3 国内ラウンドロビンテストに関する打ち合わせ会議 平成 年 月 日に開催されたQIAJ 測定法小委員会において 和田学主査より GHz 帯水晶振動子測定法に関する報告と審議が行われた [ 議事録 ( 案 ) より抜粋 ] 5.4. GHz 帯水晶振動子の測定法 (IEC 6444-/WG6) () 現状を主査より説明した TEST FIXTURE の基本構造は 既製品として販売されている高周波同軸アダプタに測定端子が取り付けられるように金属加工を施したものと 振動子を保持する真鍮製のガイドアダプタから成るものとした この構造で現在製作中であり 月末に完成予定である ROUND-ROBIN 用の供試振動子の周波数と保持器の案を決めた 3 ROUND-ROBIN( 案 ) を決めた 33
34 () 審議結果 ROUND-ROBIN 用の供試振動子の大きさは 外形寸法 3..5mm の保持器とし 供試振動子の周波数は 以下の近傍周波数で検討することにした 55MHz( 基本波 ), 5MHz( 基本波 ), 334MHz( 基本波 ), 465MHz (3 倍波 ), 6MHz( 基本波 ), 75MHz(3 倍波 ),,MHz(3 倍波 ),,866MHz (3 倍波 ) 各波 3 個を予定 保持器の形名 周波数および振動次数に関して審議を行った ROUND-ROBIN は 年 月に実施を予定しているため 供試振動子は 月末までに必要となる 各社で準備できる形名 周波数および振動次数は /3 までに主査に連絡することにした ROUND-ROBIN の実施は 委員一同を一拠点に集め立会いのもとで行われることで合意された 詳細な場所 時間については別途主査より別途連絡することになった ROUND-ROBIN 時の留意点としてコメントがあった 測定環境のモニタをするため 周波数測定時の温度を記録しておく 供試振動子の温度特性を測定しておく.3.4 国内ラウンドロビンテスト 当初の予定では 平成 年の 月中にラウンドロビンテストを実施する予定であったが つの問題点が発覚した つ目は 取り付けたアダプタの長さによりキャリブレータの取り付けに問題があり 正確な基準面を確保できないことがわかった つ目は 高周波数帯への対応を考慮して採用したmm/mm Coaxial Adapter(DC-GHz) アダプタであったが ネットワ-クアラナイザの出力端子に接続する変換コネクタが特殊なもので すぐに入手できないこともわかった これらの対応のため ラウンドロビンテストは大幅に遅れることとなったが 上記..3 の項目の一部についてラウンドロビンテスト ( 以下 小規模ラウンドロビンテストと記す ) を実施した 表 6に 数種の水晶振動子について テスト フィクスチャにより4 機種のネットワークアナライザを用いて測定を行ったときの小規模ラウンドロビンテストの結果を示す この結果は 入射電力 dbmのときの反射係数 Sが最小値となるときの周波数を測定したもので 室温において実施された ネットワークアナライザは 表中に示すように アジレント テクノロジ社の3 機種, アドバンテスト社の 機種であり 他の測定器としてインピーダンス アナライザ (Agilent E499A) による結果も示した 測定した水晶振 34
35 動子は 公称周波数 55MHz~83MHz までの 4 種類である 表 7は 表 6の機種 Aによる測定値を基準として 他機種のネットワークアナライザによる周波数偏差を ppm 表示したものである 図 39は 表 7の結果をグラフ化し 4 機種に対する公称周波数毎の散布図を示したものである 公称周波数 55MHzの水晶振動子の場合は そのバラツキが +.~-.3ppmと比較的小さいが 周波数が高くなるとバラツキが大きいことを示している この結果では 6MHzの水晶振動子のバラツキが最も大きくなっているが テスト フィクスチャがプロトタイプであり 外部コネクタとの締付けを強くすることが困難であったことが一因として考えられる 数値的にみると 基準の取り方にはよるが 絶対値でppmを超えたものはなく 比較的高い精度であることがわかった 今回の結果を基に 更に 治具の構造について完成度を高めることにより より高い精度で特性を評価できる見通しを得た.3.5 まとめ 以上のように.3.3 で議論された国内ラウンドロビンテスト の一部が実施された 公称周波数 55MHz~83MHzまでの4 種類の水晶振動子について 4 機種のネットワークアナライザにより S が最小点となる周波数を測定したところ ppm 以内のバラツキで周波数を評価できることが明らかになった 35
36 図 37 GHz 帯水晶振動子用テスト フィクスチャの設計図 36
37 図 38 GHz 帯水晶振動子用テスト フィクスチャの試作品概観 詳細 37
38 表 6 小規模ラウンドロビンテストの結果 機種名 公称周波数 I.A. A B C D Agilent E499A Agilent 57B Agilent 56A Agilent 8753ES ADVANTEST R3765BG [MHz] [Hz] [Hz] [Hz] [Hz] [Hz] 55 55,58,8 55,59, 55,59,5 55,58,875 55,59, ,86, ,834,7 386,83, ,83,39 386,835,39 6 6,79,4 6,79,354 6,786,7 6,793,77 6,788,333 83,83,486,4,83,647,5,83,64,875,83,645,375,83,637,458 表 7 小規模ラウンドロビンテストの結果 ( 機種 A の測定結果を基準とした周波数偏差 ) 機種名 公称周波数 A B C D Agilent 57B Agilent 56A Agilent 8753ES ADVANTEST R3765BG [MHz] [ppm] [ppm] [ppm] [ppm] A B C D 周波数偏差 [ppm] 公称周波数 [MHz] 図 39 小規模ラウンドロビンテストの結果 ( 表 7 の散布図 ) 38
39 .4 結論.4. 得られた成果 今回の活動を通して 得られた成果を下記に示す () GHz 帯水晶振動子を装着する回路にマイクロストリップラインを用いることにより 装着部分の電気的特性が明確化できることを明らかにした () この電気的特性は RLC の単純な並列共振回路で表現でき 高インピーダンス状態で用いることにより GHz 帯水晶振動子の周波数特性に強く依存した測定値を得ることができ GHz 帯水晶振動子の等価パラメータの抽出に利用できることを示した (3) テスト フィクスチャについてはより多くのデータを取得する必要はあるが ppm 程度のバラツキで共振周波数を測定できることを明らかになった.4. 今後の課題 今後の課題として 以下のものがある () マイクロストリップラインを用いる方法について マイクロストリップラインの誘電体部, 導体部の材料についての検討 つの基板も GHz 帯水晶振動子の共振周波数に応じて測定を可能となる構造の検討 GHz 帯水晶振動子装着部分の詳細な等価回路についての検討 () テスト フィクスチャについて より多くのデータを集め 課題の抽出と改良に努める 併せて 国際ラウンドロビンテストに向けて準備を進める 39
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共振回路 概要 回路は ラジオや通信工学 などに広く使われる この回路の目的は 特定の周波数のときに大きな電流を得ることである 使い方には 周波数を設定し外へ発する 外部からの周波数に合わせて同調する がある このように 周波数を扱うことから 交流を考える 特に ( キャパシタ ) と ( インダクタ ) のそれぞれが 周波数によってインピーダンス *) が変わることが回路解釈の鍵になることに注目する
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4. アンテナエレメント物理長の短縮 4-1 エレメント長短縮方法 (1) 携帯電話用アンテナはアンテナエレメント+グラウンド板の変形ダイポールアンテナとして考えて差し支えありません 実際のエレメント物理長の短縮方法は各種提案されていますが現在はインバーテッドF 構造が主流です 携帯電話業界では通常 PIFAと呼称されていますがPIFAはアンテナ下部にグラウンド板をもつ変形パッチアンテナの一種であり本来はインバーテッドFアンテナと呼称される事が妥当であると考えます
RMS(Root Mean Square value 実効値 ) 実効値は AC の電圧と電流両方の値を規定する 最も一般的で便利な値です AC 波形の実効値はその波形から得られる パワーのレベルを示すものであり AC 信号の最も重要な属性となります 実効値の計算は AC の電流波形と それによって
入門書 最近の数多くの AC 電源アプリケーションに伴う複雑な電流 / 電圧波形のため さまざまな測定上の課題が発生しています このような問題に対処する場合 基本的な測定 使用される用語 それらの関係について理解することが重要になります このアプリケーションノートではパワー測定の基本的な考え方やパワー測定において重要な 以下の用語の明確に定義します RMS(Root Mean Square value
(Microsoft Word - PLL\203f\203\202\216\221\227\277-2-\203T\203\223\203v\203\213.doc)
ディジタル PLL 理論と実践 有限会社 SP システム 目次 - 目次 1. はじめに...3 2. アナログ PLL...4 2.1 PLL の系...4 2.1.1 位相比較器...4 2.1.2 ループフィルタ...4 2.1.3 電圧制御発振器 (VCO)...4 2.1.4 分周器...5 2.2 ループフィルタ抜きの PLL 伝達関数...5 2.3 ループフィルタ...6 2.3.1
ディジタル信号処理
ディジタルフィルタの設計法. 逆フィルター. 直線位相 FIR フィルタの設計. 窓関数法による FIR フィルタの設計.5 時間領域での FIR フィルタの設計 3. アナログフィルタを基にしたディジタル IIR フィルタの設計法 I 4. アナログフィルタを基にしたディジタル IIR フィルタの設計法 II 5. 双 次フィルタ LI 離散時間システムの基礎式の証明 [ ] 4. ] [ ]*
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3 端子正定電圧電源 概要高利得誤差増幅器, 温度補償回路, 定電圧ダイオードなどにより構成され, さらに内部に電流制限回路, 熱暴走に対する保護回路を有する, 高性能安定化電源用素子で, ツェナーダイオード / 抵抗の組合せ回路に比べ出力インピーダンスが改良され, 無効電流が小さくなり, さらに雑音特性も改良されています 外形 UA EA (5V,9V,12V のみ ) 特徴 過電流保護回路内蔵
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年度 物理化学 Ⅱ 講義ノート. 二原子分子の振動. 調和振動子近似 モデル 分子 = 理想的なバネでつながった原子 r : 核間距離, r e : 平衡核間距離, : 変位 ( = r r e ), k f : 力の定数ポテンシャルエネルギー ( ) k V = f (.) 古典運動方程式 [ 振動数 ] 3.3 d kf (.) dt μ : 換算質量 (m, m : 原子, の質量 ) mm
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Chapter 2 2016.10.14 版 Maxima を用いた LC のインピーダンス測定について [ 目的 ] 電気通信大学 先進理工学科の2 年次後期に実施される電気 電子回路実験において L,C のインピーダンス測定を実施している この実験項目について 無料ソフトの Maxima を用いることで 理論解析と実験値の比較が可能である また 近年のパソコンの性能の向上により Maxima の実行処理速度が大幅に改善された
DVIOUT
第 章 離散フーリエ変換 離散フーリエ変換 これまで 私たちは連続関数に対するフーリエ変換およびフーリエ積分 ( 逆フーリエ変換 ) について学んできました この節では フーリエ変換を離散化した離散フーリエ変換について学びましょう 自然現象 ( 音声 ) などを観測して得られる波 ( 信号値 ; 観測値 ) は 通常 電気信号による連続的な波として観測機器から出力されます しかしながら コンピュータはこの様な連続的な波を直接扱うことができないため
EMC 設計技術者試験問題例無断転載禁止
EMC 設計技術者資格練習問題 018 年 4 月 1 日 EMC 設計技術者試験問題例無断転載禁止 EMC 設計技術者試験問題例無断転載禁止 1. 定格静電容量が 1 [μf] の面実装セラミックキャパシタで 内部インダクタンスが 10 [nh] の場合 下記条件のもとで このキャパシタの自己共振周波数に近いのはいずれか 条件 サイズ 1608 [mm] 定格電圧 6.3[Vdc] 印加電圧 3.0[Vdc]
横浜市環境科学研究所
周期時系列の統計解析 単回帰分析 io 8 年 3 日 周期時系列に季節調整を行わないで単回帰分析を適用すると, 回帰係数には周期成分の影響が加わる. ここでは, 周期時系列をコサイン関数モデルで近似し単回帰分析によりモデルの回帰係数を求め, 周期成分の影響を検討した. また, その結果を気温時系列に当てはめ, 課題等について考察した. 気温時系列とコサイン関数モデル第 報の結果を利用するので, その一部を再掲する.
Microsoft Word - プロービングの鉄則.doc
プロービングの鉄則 基礎編 測定点とオシロスコープをどうやって接続するか?/ プロービング ノウハウが必要な理由 オシロスコープの精度って? まずは 標準プローブを使いこなす ~ プローブ補正で よくある 5 つの失敗例 ~ 1. 補正したプローブは他のスコープでそのまま使える? 2. アースはつながっていれば OK? 3. 安いプローブで十分? 4. トラブル シュートのために プローブを接続したら
(3) E-I 特性の傾きが出力コンダクタンス である 添え字 は utput( 出力 ) を意味する (4) E-BE 特性の傾きが電圧帰還率 r である 添え字 r は rrs( 逆 ) を表す 定数の値は, トランジスタの種類によって異なるばかりでなく, 同一のトランジスタでも,I, E, 周
トランジスタ増幅回路設計入門 pyrgt y Km Ksaka 005..06. 等価回路についてトランジスタの動作は図 のように非線形なので, その動作を簡単な数式で表すことができない しかし, アナログ信号を扱う回路では, 特性グラフのの直線部分に動作点を置くので線形のパラメータにより, その動作を簡単な数式 ( 一次式 ) で表すことができる 図. パラメータトランジスタの各静特性の直線部分の傾きを数値として特性を表したものが
電磁波レーダ法による比誘電率分布（鉄筋径を用いる方法）およびかぶりの求め方（H19修正）
電磁波レーダ法による比誘電率分布 ( 鉄筋径を用いる方法 ) およびかぶりの求め方 (H19 修正 ) 概要この方法は 測定した結果をエクセルに入力し 土研がホームページ上で公開し提供するソフトによって計算することを前提にしている 1. 適用電磁波レーダによってかぶりを求める際 鉄筋径を用いて比誘電率分布を求める方法を示す 注その比誘電率を用いてかぶりの補正値 ( 1) を求める方法を示す 注 1
測定器の持つ誤差 と 使い方による誤差
計測展 2007 チュートリアル Part2 Page 1 はじめに 測定器は高機能で便利になっている測定器は複雑化して 原理が見えにくくなっている 測定器が Black Box 化している 最も単純な例を中心に基本的な内容を解説する抵抗 1~2 本の回路をマルチ メータで測定する Page 2 講演の概要 1) 測定器の持つ誤差と使い方による誤差 抵抗とマルチメータを中心として 2) 設計と測定の融合
単板マイクロチップコンデンサ / 薄膜回路基板
単板マイクロチップコンデンサ / 薄膜回路基板 2 2 3 単板マイクロチップコンデンサ CLB シリーズ 特長. なめらかで緻密なセラミクスと金電極を用いたシンプルな単板構造であるため 信頼性 周波数特性に優れています 2. 超小型の0.25mm 角からシリーズ化しており 回路の小型化 高密度実装に適しています 3. 金電極を用いているので AuSnによるダイボンディング Au 線によるワイヤーボンディングができます
Presentation Title Arial 28pt Bold Agilent Blue
Agilent EEsof 3D EM Application series 磁気共鳴による無線電力伝送システムの解析 アジレント テクノロジー第 3 営業統括部 EDA アプリケーション エンジニアリングアプリケーション エンジニア 佐々木広明 Page 1 アプリケーション概要 実情と現状の問題点 非接触による電力の供給システムは 以前から研究 実用化されていますが そのほとんどが電磁誘導の原理を利用したシステムで
~.15) Nylon12 樹脂 ( 比誘電率 2.1 等組成により異なる 誘電正接.3 等 ) ポリプロピレン樹脂 ( 比誘電率 2.2~2.6 誘電正接.5~.18) ポリカーボネート樹脂 ( 比誘電率 3.1 誘電正接.1) などがある これらのうち 高周波特性に影響する誘電正接が比較的低い材
アナログ ディジタル融合制御 MIMO に適したアナログビームフォーミング給電回路の研究 研究代表者関智弘日本大学生産工学部教授 1 まえがき 移動通信の高速化に向けた検討として MassiveMIMO 技術の適用が進められている MassiveMIMO 技術を適用する場合 MIMO に関わるすべての処理をディジタル制御により行うとすると 莫大な重み付け演算処理が必要となる そこで レーダー等に用いられるマルチビーム給電回路を用い
Microsoft PowerPoint - 基礎電気理論 07回目 11月30日
基礎電気理論 7 回目 月 30 日 ( 月 ) 時限 次回授業 時間 : 月 30 日 ( 月 )( 本日 )4 時限 場所 : B-3 L,, インピーダンス教科書 58 ページから 64 ページ http://ir.cs.yamanashi.ac.jp/~ysuzuki/kisodenki/ 授業評価アンケート ( 中間期評価 ) NS の授業のコミュニティに以下の項目について記入してください
絶対最大定格 (T a =25 ) 項目記号定格単位 入力電圧 V IN 消費電力 P D (7805~7810) 35 (7812~7815) 35 (7818~7824) 40 TO-220F 16(T C 70 ) TO (T C 25 ) 1(Ta=25 ) V W 接合部温度
3 端子正定電圧電源 概要 NJM7800 シリーズは, シリーズレギュレータ回路を,I チップ上に集積した正出力 3 端子レギュレータ ICです 放熱板を付けることにより,1A 以上の出力電流にて使用可能です 外形 特徴 過電流保護回路内蔵 サーマルシャットダウン内蔵 高リップルリジェクション 高出力電流 (1.5A max.) バイポーラ構造 外形 TO-220F, TO-252 NJM7800FA
交流 のための三角関数 1. 次の変数 t についての関数を微分しなさい ただし A および ω は定数とする 1 f(t) = sin t 2 f(t) = A sin t 3 f(t) = A sinωt 4 f(t) = A cosωt 2. 次の変数 t についての関数を積分しなさい ただし
交流 のための三角関数 1. 次の変数 t についての関数を微分しなさい ただし A および ω は定数とする 1 f(t) = sin t 2 f(t) = A sin t 3 f(t) = A sinωt 4 f(t) = A cosωt 2. 次の変数 t についての関数を積分しなさい ただし 積分定数を 0 とすること 1 f(t) = sin t 2 f(t) = A sin t 3 f(t)
平面波
平面波 図.に示すように, 波源 ( 送信アンテナあるいは散乱点 ) から遠い位置で, 観測点 Pにおける波の状態を考えてみる. 遠いとは, 波長 λ に比べて距離 が十分大きいことを意味しており, 観測点 Pの近くでは, 等位相面が平面とみなせる状態にある. 平面波とは波の等位相面が平面になっている波のことである. 通信や計測を行うとき, 遠方における波の振舞いは平面波で近似できる. したがって平面波の性質を理解することが最も重要である.
NJM78M00 3 端子正定電圧電源 概要 NJM78M00 シリーズは,NJM78L00 シリーズを更に高性能化した安定化電源用 ICです 出力電流が 500mA と大きいので, 余裕ある回路設計が可能になります 用途はテレビ, ステレオ, 等の民生用機器から通信機, 測定器等の工業用電子機器迄
3 端子正定電圧電源 概要 シリーズは,NJM78L00 シリーズを更に高性能化した安定化電源用 ICです 出力電流が 500mA と大きいので, 余裕ある回路設計が可能になります 用途はテレビ, ステレオ, 等の民生用機器から通信機, 測定器等の工業用電子機器迄広くご利用頂けます 外形 特徴 過電流保護回路内蔵 サーマルシャットダウン内蔵 高リップルリジェクション 高出力電流 (500mA max.)
第1章 単 位
H. Hamano,. 長柱の座屈 - 長柱の座屈 長い柱は圧縮荷重によって折れてしまう場合がある. この現象を座屈といい, 座屈するときの荷重を座屈荷重という.. 換算長 長さ の柱に荷重が作用する場合, その支持方法によって, 柱の理論上の長さ L が異なる. 長柱の計算は, この L を用いて行うと都合がよい. この L を換算長 ( あるいは有効長さという ) という. 座屈荷重は一般に,
0 21 カラー反射率 slope aspect 図 2.9: 復元結果例 2.4 画像生成技術としての計算フォトグラフィ 3 次元情報を復元することにより, 画像生成 ( レンダリング ) に応用することが可能である. 近年, コンピュータにより, カメラで直接得られない画像を生成する技術分野が生
0 21 カラー反射率 slope aspect 図 2.9: 復元結果例 2.4 画像生成技術としての計算フォトグラフィ 3 次元情報を復元することにより, 画像生成 ( レンダリング ) に応用することが可能である. 近年, コンピュータにより, カメラで直接得られない画像を生成する技術分野が生まれ, コンピューテーショナルフォトグラフィ ( 計算フォトグラフィ ) と呼ばれている.3 次元画像認識技術の計算フォトグラフィへの応用として,
Microsoft Word - Chap17
第 7 章化学反応に対する磁場効果における三重項機構 その 7.. 節の訂正 年 7 月 日. 節 章の9ページ の赤枠に記載した説明は間違いであった事に気付いた 以下に訂正する しかし.. 式は 結果的には正しいので安心して下さい 磁場 の存在下でのT 状態のハミルトニアン は ゼーマン項 と時間に依存するスピン-スピン相互作用の項 との和となる..=7.. g S = g S z = S z g
円筒歯車の最適歯面修整の設計例 適正な歯面修整で負荷容量の増大を目指すー 目次 1. はじめに 2 2. ` 解析例 ( はすば歯車の例 ) 歯車諸元 (C 面取り ) 歯車諸元 (R 面取り ) 最適歯面修整 歯先修整 + 歯先
円筒歯車の最適歯面修整の設計例 適正な歯面修整で負荷容量の増大を目指すー 2019.02.25 目次 1. はじめに 2 2. ` 解析例 ( はすば歯車の例 ) 2 2.1 歯車諸元 (C 面取り ) 2 2.2 歯車諸元 (R 面取り ) 7 2.3 最適歯面修整 9 2.4 歯先修整 + 歯先 C 12 2.5 歯先修整 + 歯先 R 14 2.6 解析結果の比較 16 3. 修整歯形 + 歯先
2. 測定対象物 ( 単層ソレノイド コイル ) 線径 mm の PEW 線を 50mmφ の塩ビパイプに 0 回スペース巻きしてコイルを作製しま した Fig. Single layer coil under test 計算によると (
アンテナアナライザ (AA-30) を用いたコイルの Q 測定 Koji Takei (JGPLD), Oct. 3, 204. はじめに RigExpert 社のアンテナアナライザ (AA-シリーズ) は 50Ω のリターンロスブリッジにより測定対象物の基準波に対する振幅と位相を検出し これから複素インピーダンスや VSWR を算出しています しかも設定した範囲を周波数スキャンしてくれるので短時間で有用な測定が完了する優れものです
Microsoft PowerPoint - アナログ電子回路12回目.pptx
- 発振とは どのような現象か? - アナログ電 回路 理 学部 材料機能 学科岩 素顕 iwaya@meijo-u.ac.jp 発振回路 を いた 発振回路について理解する 晶振動 を いた 晶発振回路の原理を理解する 発振 ( 意味 ): 持続的振動を発 すること 発振回路 : 直流電源から持続した交流を作る電気回路 近な発振現象 ハウリング 発振とはどのような現象か? -3 発振とは どのような現象か?
Microsoft PowerPoint - 電力回路h ppt
電力回路 対称座標法 平成 年 6 月 日 単位値から実値への変換 単位値は, 実値をベース値で割って得る 実値は, 単位値にベース値を掛けて求まる 電流 ( A) 電流 ( p. u.) ベース電流 ( A) 電圧 ( ) 電圧 ( p. u.) ベース電圧 ( ) インピーダンス( Ω) インピーダンス( p. u.) ベースインピーダンス( Ω) 三相電力回路 三相一回線送電線の回路 回路図
Microsoft PowerPoint - H21生物計算化学２.ppt
演算子の行列表現 > L いま 次元ベクトル空間の基底をケットと書くことにする この基底は完全系を成すとすると 空間内の任意のケットベクトルは > > > これより 一度基底を与えてしまえば 任意のベクトルはその基底についての成分で完全に記述することができる これらの成分を列行列の形に書くと M これをベクトル の基底 { >} による行列表現という ところで 行列 A の共役 dont 行列は A
19年度一次基礎科目計算問題略解
9 年度機械科目 ( 計算問題主体 ) 略解 基礎科目の解析の延長としてわかる範囲でトライしてみたものです Coprigh (c) 7 宮田明則技術士事務所 Coprigh (c) 7 宮田明則技術士事務所 Ⅳ- よってから は許容荷重として は直径をロ - プの断面積 Ⅳ- cr E E E I, から Ⅳ- Ⅳ- : q q q q q q q q q で絶対値が最大 で絶対値が最大モーメントはいずれも中央で最大となる
電圧制御発振器 ( VCO) について小川謙次電気工学科に入学以来半世紀を経過し これまでアナログ デジタル ファームウェア等 種々の電子回路の開発に携わり そろそろ引退を考える年齢になりました これを機会に じんろく会の HP を見てくれるかもしれないアナログ技術者の方に VCO の設計方法を実践
電圧制御発振器 ( VCO) について小川謙次電気工学科に入学以来半世紀を経過し これまでアナログ デジタル ファームウェア等 種々の電子回路の開発に携わり そろそろ引退を考える年齢になりました これを機会に じんろく会の HP を見てくれるかもしれないアナログ技術者の方に VCO の設計方法を実践的に 分かりやすく記述したいと思い 本原稿を投稿しました 近年 VCO も集積回路化され PLL と同一パッケージに組み込まれるのもが多く見られ
第 5 章復調回路 古橋武 5.1 組み立て 5.2 理論 ダイオードの特性と復調波形 バイアス回路と復調波形 復調回路 (II) 5.3 倍電圧検波回路 倍電圧検波回路 (I) バイアス回路付き倍電圧検波回路 本稿の Web ページ ht
第 章復調回路 古橋武.1 組み立て.2 理論.2.1 ダイオードの特性と復調波形.2.2 バイアス回路と復調波形.2.3 復調回路 (II).3 倍電圧検波回路.3.1 倍電圧検波回路 (I).3.2 バイアス回路付き倍電圧検波回路 本稿の Web ページ http://mybook-pub-site.sakura.ne.jp/radio_note/index.html 1 C 4 C 4 C 6
< 参考 > 1. 国際勧告等との関連 (1) 本標準は ITU-T 勧告 1992 年版 G.712 に準拠したものである 2. 上記国際勧告等に対する追加項目等 2.1 オプション選択項目なし 2.2 ナショナルマター項目なし 2.3 その他 (1) 本標準は 上記 ITU-T 勧告に対し 下記項目についての記述を削除している (a) 入出力ポートでの相対レベルの絶対値上記 (a) につき削除した理由は
Microsoft Word - 大容量測定.doc
チップ積層セラミックコンデンサの静電容量と誘電正接の測定について ページ. はじめに---------------------------------------------------------------. チップ積層セラミックコンデンサの特性 ------------------------- -. 温度特性 -. 電圧特性 ()AC 電圧特性 ()DC バイアス特性 -3. 周波数特性 -4.
ｽﾗｲﾄﾞ ﾀｲﾄﾙなし
第 4 回情報伝送工学高周波用伝送線路 ( 周波数による分類 伝送線路の例 ( 用途 構造および周波数 曲げにより特性インピーダンスが変化 開放構造なので振動数が高くなると磁界が反射 高圧電線 ( 三線, 5~6 電話線 ( 平行二線, ~ A.Schoff t.a. 94. TV 放送 ( 同軸線路, 9M~77M レーダ機器 ( 導波管, G~G 壁の反射角が小さいと外部に放射しない 誘電率の高いところに光が閉じ込められる
Kumamoto University Center for Multimedia and Information Technologies Lab. 熊本大学アプリケーション実験 ~ 実環境における無線 LAN 受信電波強度を用いた位置推定手法の検討 ~ InKIAI 宮崎県美郷
熊本大学アプリケーション実験 ~ 実環境における無線 LAN 受信電波強度を用いた位置推定手法の検討 ~ InKIAI プロジェクト @ 宮崎県美郷町 熊本大学副島慶人川村諒 1 実験の目的 従来 信号の受信電波強度 (RSSI:RecevedSgnal StrengthIndcator) により 対象の位置を推定する手法として 無線 LAN の AP(AccessPont) から受信する信号の減衰量をもとに位置を推定する手法が多く検討されている
回路シミュレーションに必要な電子部品の SPICE モデル 回路シミュレータでシミュレーションを行うためには 使用する部品に対応した SPICE モデル が必要です SPICE モデルは 回路のシミュレーションを行うために必要な電子部品の振る舞い が記述されており いわば 回路シミュレーション用の部
当社 SPICE モデルを用いたいたシミュレーションシミュレーション例 この資料は 当社 日本ケミコン ( 株 ) がご提供する SPICE モデルのシミュレーション例をご紹介しています この資料は OrCAD Capture 6.( 日本語化 ) に基づいて作成しています 当社 SPICE モデルの取り扱いに関するご注意 当社 SPICE モデルは OrCAD Capture/PSpice 及び
Microsoft PowerPoint - ce07-13b.ppt
制御工学 3 第 8 章 : フィードバック制御系の設計法 8. 設計手順と性能評価キーワード : 設計手順, 性能評価 8. ID 補償による制御系設計キーワード : ( 比例 ),I( 積分 ),D( 微分 ) 8.3 進み 遅れ補償による制御系設計キーワード : 遅れ補償, 進み補償 学習目標 : 一般的な制御系設計における手順と制御系の性能評価について学ぶ. ループ整形の考え方を用いて, 遅れ補償,
Microsoft PowerPoint EM2_15.ppt
( 第 5 回 ) 鹿間信介摂南大学理工学部電気電子工学科 後半部 (4~5 章 ) のまとめ 4. 導体 4.3 誘電体 5. 磁性体 5. 電気抵抗 演習 導体表面の電界強度 () 外部電界があっても導体内部の電界は ( ゼロ ) になる () 導体の電位は一定 () 導体表面は等電位面 (3) 導体表面の電界は導体に垂直 導体表面と平行な成分があると, 導体表面の電子が移動 導体表面の電界は不連続
<8AEE B43979D985F F196DA C8E323893FA>
基礎電気理論 4 回目 月 8 日 ( 月 ) 共振回路, 電力教科書 4 ページから 4 ページ 期末試験の日程, 教室 試験日 : 月 4 日 ( 月 ) 時限 教室 :B-4 試験範囲 : 教科書 4ページまでの予定 http://ir.cs.yamanashi.ac.jp/~ysuzuki/kisodenki/ 特別試験 ( 予定 ) 月 5 日 ( 水 ) 学習日 月 6 日 ( 木 )
s と Z(s) の関係 2019 年 3 月 22 日目次へ戻る s が虚軸を含む複素平面右半面の値の時 X(s) も虚軸を含む複素平面右半面の値でなけれ ばなりません その訳を探ります 本章では 受動回路をインピーダンス Z(s) にしていま す リアクタンス回路の駆動点リアクタンス X(s)
と Z の関係 9 年 3 月 日目次へ戻る が虚軸を含む複素平面右半面の値の時 X も虚軸を含む複素平面右半面の値でなけれ ばなりません その訳を探ります 本章では 受動回路をインピーダンス Z にしていま す リアクタンス回路の駆動点リアクタンス X も Z に含まれます Z に正弦波電流を入れた時最大値 抵抗 コイル コンデンサーで作られた受動回路の ラプラスの世界でのインピーダンスを Z とします
本文／報告１
Millimeter wave Radio on Fiber System for Digital Broadcasting Signals Tsuyoshi NAKATOGAWA, Mikio MAEDA and Kimiyuki OYAMADA ABSTRACT 24 NHK R&D/No.127/2011.5 f C f sig f car f car f car + f sig f C f
高周波動作 （小信号モデル）
平成 9 年度集積回路設計技術 次世代集積回路工学特論資料 高周波動作 小信号モデル 群馬大学松田順一 概要 完全 QS モデル 等価回路の導出 容量評価 - パラメータモデル NQSNon-Qua-Sac モデル NQS モデルの導出 NQS 高周波用 等価回路 RF アプリケーションへの考察 注 以下の本を参考に 本資料を作成 Yann T Operaon an Moeln of he MOS
s とは何か 2011 年 2 月 5 日目次へ戻る 1 正弦波の微分 y=v m sin ωt を時間 t で微分します V m は正弦波の最大値です 合成関数の微分法を用い y=v m sin u u=ωt と置きますと dy dt dy du du dt d du V m sin u d dt
とは何か 0 年 月 5 日目次へ戻る 正弦波の微分 y= in を時間 で微分します は正弦波の最大値です 合成関数の微分法を用い y= in u u= と置きますと y y in u in u (co u co になります in u の は定数なので 微分後も残ります 合成関数の微分法ですので 最後に u を に戻しています 0[ra] の co 値は [ra] の in 値と同じです その先の角
2009 年 11 月 16 日版 ( 久家 ) 遠地 P 波の変位波形の作成 遠地 P 波の変位波形 ( 変位の時間関数 ) は 波線理論をもとに P U () t = S()* t E()* t P() t で近似的に計算できる * は畳み込み積分 (convolution) を表す ( 付録
遠地 波の変位波形の作成 遠地 波の変位波形 ( 変位の時間関数 ) は 波線理論をもとに U () t S() t E() t () t で近似的に計算できる は畳み込み積分 (convolution) を表す ( 付録 参照 ) ここで St () は地震の断層運動によって決まる時間関数 1 E() t は地下構造によって生じる種々の波の到着を与える時間関数 ( ここでは 直達 波とともに 震源そばの地表での反射波や変換波を与える時間関数
スマートメーター通信機能基本仕様に対する意見 について Ⅲ. 無線マルチホップネットワークのシステム概要 Ⅲ- 3. 通信ユニット概要ハードウェアアンテナについて 平成 24 年 4 月 20 日 三菱マテリアル株式会社電子材料事業カンパニーセラミックス工場電子デバイス開発センター 1
スマートメーター通信機能基本仕様に対する意見 について Ⅲ. 無線マルチホップネットワークのシステム概要 Ⅲ- 3. 通信ユニット概要ハードウェアアンテナについて 平成 24 年 4 月 20 日 三菱マテリアル株式会社電子材料事業カンパニーセラミックス工場電子デバイス開発センター 1 < 意見内容 > < スマートメーターに適した内蔵アンテナとして > 屋外設置 長期利用の使用環境より 外的要因による故障等を防ぐためには
スライド 1
劣化診断技術 ビスキャスの開発した水トリー劣化診断技術について紹介します 劣化診断技術の必要性 電力ケーブルは 電力輸送という社会インフラの一端を担っており 絶縁破壊事故による電力輸送の停止は大きな影響を及ぼします 電力ケーブルが使用される環境は様々ですが 長期間 使用環境下において性能を満足する必要があります 電力ケーブルに用いられる絶縁体 (XLPE) は 使用環境にも異なりますが 経年により劣化し
POCO 社の EDM グラファイト電極材料は 長年の技術と実績があり成形性や被加工性が良好で その構造ならびに物性の制御が比較的に容易であることから 今後ますます需要が伸びる材料です POCO 社では あらゆる工業製品に対応するため 各種の電極材料を多数用意しました EDM-1 EDM-3 EDM
POCO 社の EDM グラファイト電極材料は 長年の技術と実績があり成形性や被加工性が良好で その構造ならびに物性の制御が比較的に容易であることから 今後ますます需要が伸びる材料です POCO 社では あらゆる工業製品に対応するため 各種の電極材料を多数用意しました EDM-1 EDM-200 EDM-200 EDM-200 INDEX EDM グラファイトの分類 電極材料選択の主要ファクタ P2
<4D F736F F F696E74202D2091E F12D96B390FC92CA904D82D682CC899E97702E707074>
電磁波工学 第 11 回無線通信システムと回線設計 ( 固定局通信 移動体通信 衛星通信 ) 講義ノート 柴田幸司 無線通信と回線設計 無線機器の信号 ( 電磁波 ) を空間に放射し 情報 ( デジタル アナログ ) を伝送する手法 --- 通信方式 ( 送受信点による分類 )--- 固定通信 マイクロ波 中継回線 (4,5,6G), 携帯電話のエントランス回線 (TV ラジオ放送) 移動体通信 携帯電話
Microsoft Word - NumericalComputation.docx
数値計算入門 武尾英哉. 離散数学と数値計算 数学的解法の中には理論計算では求められないものもある. 例えば, 定積分は, まずは積分 ( 被積分関数の原始関数をみつけること できなければ値を得ることはできない. また, ある関数の所定の値における微分値を得るには, まずその関数の微分ができなければならない. さらに代数方程式の解を得るためには, 解析的に代数方程式を解く必要がある. ところが, これらは必ずしも解析的に導けるとは限らない.
<4D F736F F F696E74202D E D836A834E83588AEE A837E B325F534995D C576322E B B B82AA914F89F195DB91B68DCF82DD5D>
A-2 2013 年 7 月 2 日 テクトロニクス イノベーション フォーラム 2013 高速信号伝送の基礎と設計トレンド最前線 2-SI 編 芝浦工業大学電子工学科 須藤俊夫 1 内容 1.SI PI EMIの課題と背景 2. クロストークとスルーホールクとスルル 3. 導体損失と誘電損失 4. ガラスクロスの影響 5. 銅箔粗化の影響 6. まとめ 2 SI PI EMI の相互関連性 SI
Sonnet 13.56MHzRFID , 13.56MHzRFID Sonnet Sonnet Sonnet
Sonnet 13.56MHzRFID 2018 7 28, 13.56MHzRFID Sonnet Sonnet 1 1 1.1............ 1 1.2................ 1 2 1 2.1... 2 2.2...... 2 2.3 Sonnet............. 2 2.4 Sonnet.......... 2 2.5........... 3 3 3 3.1..
株式会社xx御中
SAW 共振子による低位相雑音発振器 と次世代携帯電話への応用 電子情報通信学会春季総合大会於名城大学 アール エフ アーキテクチャ株式会社 森榮真一 2017 年 3 月 26 日 サマリー : 次世代携帯電話向けローカル発振器の提案と検証 次世代携帯電話通信においては 更なる高速 大容量化が期待されている 今後 携帯電回線高速化の実現のために 利用電波帯域は数十 GHz 帯への移行が予測される
Microsoft Word - planck定数.doc
. 目的 Plck 定数 光電効果についての理解を深める. また光電管を使い実際に光電効果を観察し,Plck 定数および仕事関数を求める.. 課題 Hg- スペクトルランプから出ている何本かの強いスペクトル線のなかから, フィルターを使い, 特定の波長域のスペクトル線を選択し, それぞれの場合について光電効果により飛び出してくる電子の最高エネルギーを測定する. この測定結果から,Plck 定数 h
c 2009 i
I 2009 c 2009 i 0 1 0.0................................... 1 0.1.............................. 3 0.2.............................. 5 1 7 1.1................................. 7 1.2..............................
Microsoft PowerPoint - chap8.ppt
第 8 章 : フィードバック制御系の設計法 第 8 章 : フィードバック制御系の設計法 8. 設計手順と性能評価 キーワード : 設計手順, 性能評価 8. 補償による制御系設計 キーワード : ( 比例 ),( 積分 ),( 微分 ) 学習目標 : 一般的な制御系設計における手順と制御系の性能評価について学ぶ. 学習目標 : 補償の有効性について理解し, その設計手順を習得する. 第 8 章
Microsoft Word - 1B2011.doc
第 14 回モールの定理 ( 単純梁の場合 ) ( モールの定理とは何か?p.11) 例題 下記に示す単純梁の C 点のたわみ角 θ C と, たわみ δ C を求めよ ただし, 部材の曲げ 剛性は材軸に沿って一様で とする C D kn B 1.5m 0.5m 1.0m 解答 1 曲げモーメント図を描く,B 点の反力を求める kn kn 4 kn 曲げモーメント図を描く knm 先に得られた曲げモーメントの値を
Microsoft Word - 2_0421
電気工学講義資料 直流回路計算の基礎 ( オームの法則 抵抗の直並列接続 キルヒホッフの法則 テブナンの定理 ) オームの法則 ( 復習 ) 図 に示すような物体に電圧 V (V) の直流電源を接続すると物体には電流が流れる 物体を流れる電流 (A) は 物体に加えられる電圧の大きさに比例し 次式のように表すことができる V () これをオームの法則 ( 実験式 ) といい このときの は比例定数であり
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ハンディサーチ NJJ-105 の平均波処理について 2010 年 4 月 株式会社計測技術サービス 1. はじめに平均波処理の処理アルゴリズムの内容と有効性の度合いを現場測定例から示す まず ほぼ同じ鉄筋かぶりの密接鉄筋 壁厚測定時の平均波処理画像について また ダブル筋 千鳥筋の現場測定例へ平均波処理とその他画像処理を施し 処理画像の差について比較検証し 考察を加えた ( 平均波処理画像はその他の各処理画像同様
2. λ/2 73Ω 36Ω 2 LF λ/4 36kHz λ/4 36kHz 2, 200/4 = 550m ( ) 0 30m λ = 2, 200m /200 /00 λ/ dB 3. λ/4 ( ) (a) C 0 l [cm] r [cm] 2 l 0 C 0 = [F] (2
![2. λ/2 73Ω 36Ω 2 LF λ/4 36kHz λ/4 36kHz 2, 200/4 = 550m ( ) 0 30m λ = 2, 200m /200 /00 λ/ dB 3. λ/4 ( ) (a) C 0 l [cm] r [cm] 2 l 0 C 0 = [F] (2](/thumbs/90/102912360.jpg "2. λ/2 73Ω 36Ω 2 LF λ/4 36kHz λ/4 36kHz 2, 200/4 = 550m ( ) 0 30m λ = 2, 200m /200 /00 λ/ dB 3. λ/4 ( ) (a) C 0 l [cm] r [cm] 2 l 0 C 0 = [F] (2")
JARL 36kHz 20.7.3 JA5FP/.... 36kHz ( ) = () + + 0m 00mΩ 0 00Ω 3 36kHz 36kHz 短小モノポールモノポールの設置環境 垂直なキャパシタンス 孤立キャパシタンス アンテナエレメント 短小モノポールモノポールの等価回路 浮遊容量 H 浮遊容量 電力線 L 接地抵抗 放射抵抗 対地容量 損失抵抗 損失抵抗 立木 水平なキャパシタンス 大地深部
パソコンシミュレータの現状
第 2 章微分 偏微分, 写像 豊橋技術科学大学森謙一郎 2. 連続関数と微分 工学において物理現象を支配する方程式は微分方程式で表されていることが多く, 有限要素法も微分方程式を解く数値解析法であり, 定式化においては微分 積分が一般的に用いられており. 数学の基礎知識が必要になる. 図 2. に示すように, 微分は連続な関数 f() の傾きを求めることであり, 微小な に対して傾きを表し, を無限に
画像処理工学
画像処理工学 画像の空間周波数解析とテクスチャ特徴 フーリエ変換の基本概念 信号波形のフーリエ変換 信号波形を周波数の異なる三角関数 ( 正弦波など ) に分解する 逆に, 周波数の異なる三角関数を重ねあわせることにより, 任意の信号波形を合成できる 正弦波の重ね合わせによる矩形波の表現 フーリエ変換の基本概念 フーリエ変換 次元信号 f (t) のフーリエ変換 変換 ( ω) ( ) ωt F f
トランジスタ回路の解析 ( 直流電源 + 交流電源 ) 交流回路 ( 小 ) 信号 直流回路 ( バイアス計算 ) 動作点 ( 増幅度の計算 ) 直流等価回路 ダイオードモデル (pnp/npn) 交流 ( 小信号 ) 等価回路 T 形等価回路 トランジスタには直流等価回路と交流等価回路がある
トランジスタ回路の解析 ( 直流電源 + 交流電源 ) 交流回路 ( 小 ) 信号 直流回路 ( バイアス計算 ) 動作点 ( 増幅度の計算 ) 直流等価回路 ダイオードモデル (pnp/npn) 交流 ( 小信号 ) 等価回路 T 形等価回路 トランジスタには直流等価回路と交流等価回路がある 2.6 トランジスタの等価回路 2.6.1 トランジスタの直流等価回路 V I I D 1 D 2 α 0
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9 章 CMOS アナログ基本回路 1 デジタル情報とアナログ情報 アナログ情報 大きさ デジタル信号アナログ信号 デジタル情報 時間 情報処理システムにおけるアナログ技術 通信 ネットワークの高度化 無線通信, 高速ネットワーク, 光通信 ヒューマンインタフェース高度化 人間の視覚, 聴覚, 感性にせまる 脳型コンピュータの実現 テ シ タルコンヒ ュータと相補的な情報処理 省エネルギーなシステム
ｽﾗｲﾄﾞ ﾀｲﾄﾙなし
アンテナ狭小化に伴う方位分解能劣化 の改善と東京湾での評価結果 - 民需等の利活用拡大を目指して - 直線 4 アレイ ( 八木 ) 菱形 4 アレイ ( ダイポール ) 伊藤浩之, 千葉修, 小海尊宏, 大西喬之 *1 山田寛喜 *2 長野日本無線 ( 株 ) *1 新潟大学 *2 08 年 12 月 17 日 08 年海洋レーダ研究集会 No.1 目次 1. はじめに : 海洋レーダの課題 2.
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各世代静電気放電試験機の相違明確化 生産技術室名和礼成, 足達幹雄 技術支援室城之内一茂 Difference clarification of each generation electrostatic discharge simulator Yukinari NAWA,Mikio ADACHI and Kazushige JOUNOUCHI 電気 電子機器は, 他機器や自然ノイズなどからの外来ノイズにより,
構造力学Ⅰ第１２回
第 回材の座屈 (0 章 ) p.5~ ( 復習 ) モールの定理 ( 手順 ) 座屈とは 荷重により梁に生じた曲げモーメントをで除して仮想荷重と考える 座屈荷重 偏心荷重 ( 曲げと軸力 ) 断面の核 この仮想荷重に対するある点でのせん断力 たわみ角に相当する曲げモーメント たわみに相当する ( 例 ) 単純梁の支点のたわみ角 : は 図 を仮想荷重と考えたときの 点の支点反力 B は 図 を仮想荷重と考えたときのB
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6. フィードバック系の内部安定性キーワード : 内部安定性, 特性多項式 6. ナイキストの安定判別法キーワード : ナイキストの安定判別法 復習 G u u u 制御対象コントローラ u T 閉ループ伝達関数フィードバック制御系 T 相補感度関数 S S T L 開ループ伝達関数 L いま考えているのは どの伝達関数,, T, L? フィードバック系の内部安定性 u 内部安定性 T G だけでは不十分
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3. 電圧安定性に関する解析例 3.. 電圧安定性の基礎的事項 近年, 電力設備の立地難や環境問題などから電源の遠隔化 偏在化や送電線の大容量化の趨勢が顕著になって来ており, 電力系統の安定運用のために従来にも増して高度な技術が必要となっている 最近, なかでも電力系統の電圧不安定化現象は広く注目を集めており, 海外では CIGRE や IEEE において, また国内では電気協同研究会において幅広い検討が行われてきた