LSI合同ゼミ資料 D級アンプの性能改善

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1 月 6 日 LSI D 級アンプの性能改善 群馬大学大学院工学研究科 電気電子工学専攻小林研究室 趙楠

2 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞

3 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞 3

4 人間の耳はバンドパスフィルタ 人間の可聴範囲は -khz 周波数によって聞こえる音圧も違う 4 産業技術総合研究所 HP より

5 研究背景 ~D 級アンプとは何か?~ D 級アンプの説明 入力信号をパルス変調し 電力スイッチのスイッチングにより信号を増幅するスイッチングアンプ デジタルアンプという愛称もある 歴史は浅い D 級アンプの構成 最もシンプルなブロック図 変調器 電力スイッチ 出力フィルタ 5

6 D 級アンプの分類 PWM 変調型 D 級アンプ アナログな部分がメイン NFB ネットワーク PWM 変調器 電力スイッチ LC 出力フィルタ LPF LPF デルタシグマ変調型 D 級アンプ Δ 変調器 PWM 方式 電力スイッチ LC 出力フィルタ Δ 方式 スイッチング周波数一定 低い変化 高い パワー効率非常に良い悪い EMI ノイズパワーピーク値 EMI ノイズの周波数特性 高い 一定周波数にキャリアノイズが入る 中 どの周波数にもキャリアノイズが入る 全体のノイズ量 少ない 多い フィードバックの容易さ 6 LPF 使えばフィードバック可能 難しい

7 D 級アンプの詳しい構造 PWM 変調器 電力スイッチ LC 出力フィルタ PWM 変調器 シングルエンドの場合 完全差動の場合 入力信号 比較器 入力信号 比較器 三角波またはのこぎり波 PWM 出力 三角波またはのこぎり波 PWM 出力 簡略化のため フィードバックなしで示しています 7

8 PWM 変調 PWM とは Pulse Width Modulation の略で 変調方法の一つ パルス波のデューティー比を変化させて変調すること 出力 のこぎり波 入力 8 D 級アンプにおいて PWM 変調とは音声信号をパルス波に乗せる作業である

9 詳しい回路図 (Half Bridge) Level Shifter Input 三角波 Level Shifter 変調器 D 級ドライブ回路 ( デッドタイム発生回路 ) パワー増幅段 出力 LC LPF 9 しかし この回路では 電源が必要 出力は レベル

10 詳しい回路図 (Full Bridge H Bridge 出力 ) DD Level Shifter Input 三角波 Level Shifter Level Shifter Level Shifter 単電源で動作可能のため 主流の方式 出力は 3 レベル可能

11 デッドタイムとは パルス波をパワー MOSFET で増幅する時 上下の MOSFET が同時にオンしないために設けたゲートドライブ電圧の時間差である DD デッドタイム 入力パルス Lvel Shifter M M のゲート電圧 M のゲート電圧 Level Shifter M 遅延を作っている LPF デットタイム発生回路 -DD

12 D 級アンプのひずみデッドタイムが足りない場合 デットタイムがない または足りない場合 貫通電流が発生する Dead time OFF ON OFF input ON OFF ON DD Mの状態 OFF ON OFF 貫通電流が流れる期間 input Level Shifter M output M の状態 ON OFF ON output Level Shifter M 貫通電流 MOSFET の発熱 破壊を引き起こす!

13 D 級アンプのひずみデッドタイムが長いと デッドタイムは長いほど パルスの再現性が劣化する よって ひずみが増加する Dead time DD input input Level Shifter M M の状態 OFF ON OFF output M の状態 ON OFF ON Level Shifter M output 3 D 級アンプの主なひずみはデッドタイム発生回路により生じる

14 パワー MOSFET は日々進化している D 級アンプがますます注目されてきた原因 パワー MOSFET スルーレートが改善 高速スイッチング可能 デッドタイムへの要求が少なくなる ( デッドタイム ns オーダーのパワー MOSFET が市販されている ) 今後 パワー MOSFET のデッドタイムによるひずみはますます減少する LC 出力フィルタ以外のすべての部分は集積化可能であり EMI ノイズの問題を解決できれば チップ化ができる 4

15 出力フィルタについて 電圧差 電圧差 付けてるのと 付けないのは スピーカーに出力される波形は全く違うが 人間には全く同じように聞こえる 人間の耳には -khz しか聞こえない 出力フィルタは EMI 対策のため 可聴帯のノイズ除去のためではない 5

16 6 一般的に出力フィルタは LC ローパスが使用されている L L C C = = = = L c c L R f C C f R L L π π RL は国際標準 8Ω と仮定 カットオフ周波数 Fc=4kHz と設定した際 L=.5uH C=.73uF となる

17 フィルタ設計 ( シミュレーション ) 36.33m k k 6 db db dB 減少 - db B d / ) Ṉ 3 e b ro P - -P 3 e b ro (P B d m m 4m k k 4k k k 4k k k 4k M Frequency / Hertz 4kHz 差動構成のため ゲインが 倍となるので全体的 6dB となる

18 出力フィルタによる EMI 減少効果 変調キャリア フィルタなし -8 db フィルタ付 -8 k k 5k M M 5M M Frequency / Hertz ノイズフロアが高く見えるのは パルス波を直接 FFT しているため 誤動作 8

19 D 級アンプのシュミレーション及び評価における注意点 出力波形には変調キャリアが残る 出力波形を直接 FFT すると狂った結果になる シュミレーション又は評価の際はキャリア成分の振幅を十分に落とす必要があるにで LC 出力フィルタの後にさらに 3 次の LPF に通してから信号を FFT する 9

20 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞

21 アナログアンプの帰還 out = A in N D 一般的なアナログアンプの場合 雑音 N 高調波ひずみD ゲイン A out in アンプの帰還を帰還させると. 雑音 N 高調波ひずみD in ゲイン A - out R R 帰還率 β=r/(rr) out out out = A ( = β β A A β in in in out ( N A β ひずみ D は in の関数 ) N N D A β A β D) D 一般的にアナログアンプは A が db 以上あるので 非常に都合のいい結果となる ゲインは帰還率 β で決まる ループゲイン Aβ が高い程 ノイズとひずみの除去比が高くなる

22 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞

23 無帰還 D 級アンプの利得 inpp PWM PWM 変調器 DD パワー増幅段 LC LPF out A A A3= Triangle A total = A inpp PWM DD inpp A A3 = = DD Triangle PWM Triangle inpp=[] Triangle=.[] DD=4[] の場合 Atotal=33.33 倍フルブリッジの場合 Atotal=66.66 倍アナログアンプの db と比べて 利得が極めて小さい 3

24 残留キャリアとは? PWM 変調の時に波形に加わった三角波の周波数成分を キャリア 呼ぶ 変調後のパルス波をフィードバック用の LPF に通しても取り除けなかった三角波の周波数成分を 残留キャリア と呼ぶ フィードバック用 LPF 後の波形 入力波形 time/msecs 4 5uSecs/div time/msecs 5uSecs/div

25 in A PWM 変調器 デッドタイム発生回路ド A POWER 増幅 LC LPF out POWER MOSFET は単なるスイッチであるため 電源ノイズは直接出力に現れる PSRR=dB! 電源ノイズ N フィルタ付きの D 級アンプ in 利得 雑音 N A 可聴帯域外 PWM 変調キャリア C ( 約 4-65kHz) 高調波ひずみ D デッドタイム発生回路のよる帯域内ひずみ D 利得 A Power MOSFET LC LPF キャリア除去 遅延あり 変調キャリア C は LC LPF で除去し切れないが もともと可聴帯域外ノイズなので アンプとしては問題ない out out out = ( A = A in ) total N in A D N A N N A D D C D left C left 5 ノイズとひずみの項 残留キャリア

26 D 級アンプの帰還 電源ノイズ N in フィルタ付きの D 級アンプ - 利得 雑音 N A LPF 可聴帯域外 PWM 変調キャリア C ( 約 4-65kHz) 高調波ひずみ D R デッドタイム発生回路のよる帯域内ひずみ D 利得 A R 帰還率 β Power MOSFET LC LPF キャリア除去 遅延あり out A out out out = (( A = = A in A total β total A = A total total in out A β ) A total in N β out A A total D ) A ( N ( N β N D ) A D D C N left D ) A total C left ( N β D ) C left Atotal が低いため ゲインは帰還率 β だけでは決められない 6

27 帰還による PWM 変調器のひずみ改善効果検証 PWM 8pp pp PWM 変調器 パワー段 LPF PWM 8pp pp - PWM 変調器 パワー段 LPF order Butterworth LPF β 後段の LPF は -khz の信号だけをデータ収集するためのもの 入力信号三角波周波数 LPFのCUTOFF 周波数シミュレーションソフト khz サイン波 4kHz 33kHz SIMetrix 5.3 Demo 版 7

28 帰還による PWM 変調器のひずみ改善効果 -7.73dB Spectrum(LAP-OUTP) / db Spectrum(Probe-NODE) / db dB Frequency/kHertz khertz/div Frequency/kHertz β= β=. 帰還により利得が多少減るが ひずみの減少が著しい khertz/div

29 帰還率 β を高くした場合 Spectrum(Probe-NODE) / db Spectrum(Probe-NODE) / db Frequency/kHertz β=. khertz/div Frequency/kHertz β=.5 D 級アンプ特有の問題発生! ゲインの減少がひずみの減少より目立つつまり 帰還率を高くするほど特性が悪くなっている khertz/div 9

30 3 帰還率 β が高くなると音質が劣化する原因 order Butterworth LPF - 8pp pp LPF β left FB in out left FB in out left FB out in out C C D N A A A A A C C A A D N A A A A C D N A C >> = = ) ( ) ( ) ( β β β β β β β β β のとき PWM 変調器 パワー段 β が高くなると減衰する項 β によらない項ダイナミックレンジアップには C FB を下げることが必要

31 研究背景のまとめ 音質向上を図るには ひずみをなくすこと フィードバックキャリアを減少させることが重要 3

32 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞 3

33 研究目的 ひずみを減少させるためのフィードバックキャリアの低減手法 EMI の低減手法 33

34 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめとこれからの課題 謝辞 34

35 フィードバック波形のキャリア成分キャリア成分はフィルタで除去できるか? pp - PWM 変調器 パワー段 8pp LPF order Butterworth LPF β E-CP / Time/mSecs usecs/div E-CP / Time/mSecs 5uSecs/div 残留キャリア order Butterworth LPF では これを調べてみる 35

36 通常フィードバックでは 次バターワースを使う phase Fc=kHz Fc=kHz PWM 用三角波周波数が 4kHz の場合 Fc=kHz の 次バターワース Fc=kHz の 次バターワース との差は 4KHz ではキャリアの量 5.3dB の差 Gain Fc=kHz しかし khz 入力で 5.6 度位相遅れの差がある Fc=kHz k k 4k k k 4k k k 4k M M 4M M Frequency / Hertz フィルタでキャリアを多めに除去すると 位相遅れも増える 36

37 キャリア成分は相殺可能か? pp - PWM 変調器 パワー段 8pp LPF - order Butterworth LPF β 三角波成分を振幅を一致させて引けば多少は改善が図れる? 3 三角波入力 残留キャリア

38 pp - PWM 変調器 パワー段 8pp LPF order Butterworth LPF β Time/mSecs usecs/div Spectrum(Probe-NODE) / db Spectrum(Probe-NODE) / db 悪化 Frequency/kHertz khertz/div Frequency/kHertz khertz/div 加算でのキャリア成分の相殺ではキャリアが多少減少するが 効果がなかった 38

39 出発点 音質向上を図るには ひずみをなくす フィードバックキャリアを減少 キャリア成分の少ない変調方式 音質向上 EMI 減少 39

40 従来方式では 信号は完全ミラー DD Level Shifter Input 三角波 差 Level Shifter Level Shifter 4 Level Shifter

41 従来方式の変調結果 4kHz の三角波での変調 - Spectrum(E3-P) / db k k 5k M M 5M M 4 Frequency / Hertz 4kHz 周辺にキャリアが立つ

42 キャリアを相殺させるには 従来変調方式 Fc=kHz 次バターワースフィルタ後の波形 4 - 入力信号 -4 この方式 GND? time/msecs FFT usecs/div - Input -4-6 三角波 4kHz db -8 - 確かに4kHzキャリア成分がdB 減少するが 信号振幅も半減 (-6db) する k k 4k k k 4k k 4k M M 4M M

43 従来変調方式 Fc=kHz 次バターワースフィルタ後の波形 キャリア相殺変調 4 - 入力信号 この方式 time/msecs usecs/div - - Input db - -3 三角波 4kHz -4-5 k k 5k M M 5M M 43 Frequency / Hertz 4kHzの成分がない

44 この出力をそのままパワー段に持っていき フィルタなしで波形を観察すると シュートが発生している ( フィルタ付ければシュートは観測できない ) 4 nofilter / 入力は 5kHz のサイン波 time/usecs usecs/div 44

45 ON する MOSFET と出力波形 DD DD 過渡領域では DD OFF ON DD DD DD OFF ON 45

46 キャリア相殺変調パワー段まで実現させるための方法 同時に になるのを防ぐ in-p out-p 4 3 in-m out-m in-p in-m out-p out-m E-P / Time/uSecs usecs/div 46

47 提案変調方式 回路構成 DD LS LS LS LS - Input 三角波 47

48 残念ながら 調べた結果 Maxim の特許技術と入力段が似ていた 48

49 目次 研究背景と基礎知識 D 級アンプとか何か? D 級アンプの基礎知識 アンプの帰還アナログアンプの帰還 D 級アンプの帰還における特有問題研究目的 提案回路 帰還キャリアを最小に抑える変調方式方法 方法 新規性まとめ 49

50 提案方式 デジタル遅延を用いた変調方式 DD 従来方式より Level Shifter Input 三角波 Level Shifter 5 Level Shifter Level Shifter 遅延を持たせれば キャリア相殺ができる主なキャリア成分は三角波周期のため 遅延量は三角波周期分の半分 波形を歪ませる覚悟でわざと遅延を作る!

51 出力波形確認 提案方式 の差動 PWM 出力 従来方式の差動 PWM 出力 E3-P E3-P E4-P / E4-P / time/msecs 5uSecs/div フィルタ後のキャリアが確実に減少

52 従来方式との比較 db -4 db k 5k M M 5M M k 5k M M 5M M Frequency / Hertz Frequency / Hertz 右図赤従来 PWM 変調方式三角波 4kHz 緑提案遅延変調方式 三角波 4kHz PWM 変調後の出力 FFT を比較 左図赤従来 PWM 変調方式三角波 8kHz 緑提案遅延変調方式 三角波 4kHz 4kHz のキャリアを 49.dB 減少させた 8kHz のキャリアの増加はなし 8kHz のキャリアを 9.6dB 減少させた 5

53 提案方式 の副作用検証 ひずみ BTL の片方を遅らせているため ひずみが必ず発生するがいずれも理想状態で 3dB 以上の SNDR をもつため, ひずみが無視できるレベルである Spectrum(E4-P) / db 入力信号 khz Spectrum(E4-P) / db 入力信号 5kHz Spectrum(E4-P) / db Frequency/kHertz khertz/div 入力信号 5kHz Spectrum(E4-P) / db Frequency/kHertz khertz/div 入力信号 khz Frequency/kHertz khertz/div Frequency/kHertz khertz/div

54 提案方式 の副作用検証 位相遅れの検証 4 3 E4-P / - - 従来方式 提案方式 -3-4 time/usecs khz 入力時で 4 度の位相遅れ usecs/div

55 提案方式 も同じく提案方式 のロジック回路が必要 in-p out-p 4 in-m out-m nofilter / time/usecs usecs/div 55

56 まとめと謝辞 変調キャリアを減少できる 種類の変調方式を提案した そのうち 提案方式 については新規性がある 提案方式 ともシミュレーションを通じてキャリア相殺が確認できた 提案方式 を通じて フィードバックキャリアだけではなく EMI の低減が図れることが分かった 本研究において 日本 ictor 近藤光先生よりさまざまなアドバイスをいただいております アドバイスがあるからことできた研究でもあり 近藤光先生に感謝の意を示します 56

57 これからの課題 本研究において シミュレーターは Simetrix DEMO 版を使用しております DEMO 版では 提案方式を組み合わせた回路全体のシミュレーションを行う際 制限に引っかかり シミュレーションが出来なかった D 級アンプのシミュレーションでは 膨大の点数を取る必要があり 現状私が使用している PC ではメモリが足りず 欲しい分が取れない 今後 これらの問題を徐々に解決していく 提案方式を組み合わせた回路全体のシミュレーションのすることが 必要だと考えております 57

58 参考文献 本田潤 D 級 / ディジタル アンプの製作と設計 CQ 出版 トランジスタ技術 3 年 8 月号 CQ 出版 Class D Audio Amplifiers - Theory and Design, Sergio Sánchez Moreno,Edited & Additional Text by Rod Elliott (ESP) IRF 社 Class D Audio Amplifier Design 58

59 59 ご静聴ありがとうございました