<23368EBF96E282DC82C682DF2E786C7378>

Transcription

1 第 6 回 (12 月 7 日 ) Q&A 日本航空電子工業株式会社池田様 Q.1 P.14 で左下の式の左辺にポート 3.4 が無いのはなぜですか? A.1 シングルエンドの S パラメータを差動や同相モードの S パラメータに変換する場合は ポート 1 2 をポート 1 ポート 3,4 をポート 2 として 差動モード 同相モードに分けて考えますので ポート 3 4 は使いません Q.2 P.36 の PRBS パターンとは何ですか? A.2 Pseudo Random Bit Sequence の略で疑似ランダム信号になります PRBS7 では 2^7-1=128 ビット舞に同じ信号を繰り返しますので 完全なランダム信号ではありません ランダム性を上げたい場合は PRBS23(2^23-1) や PRBS31(2^31-1) を利用します PRBS パターンは D-FF と XOR を使ったフィードバック付きシフトレジスタで簡単に実現できますので ハードウエアへの実装は簡単です Q.3 P.36~38 で PRBS の段数によりノイズ量やアイパターンの開口が変わるとのことですが 最適な段数というものはどのように決めたら良いですか? A.3 PRBS は USB や PCI-Express 等では 同じデータを出力しても異なった信号になるようにスクランブラとして利用されています 信号受信側では デスクランブラで信号を元に戻しますので 現実的には 利用者側で設定できない場合が多いです もし スクランブラを自分で設定する場合ですが PRBS の段数が 1 段増えると 3dB ノイズが落ちます 一方で Eye-Diagram が劣化しますが こちらは 基板やケーブルの周波数特性によりますので ノイズをどの程度削減したいかを最初に検討後 その PRBS パターンで波形に問題がないか確認することになります ケーブルや基板の S パラメータや等価回路モデルがあれば こちらは シミュレーションで計算できます Q.4 説明の中で 電源 GND のインピーダンスカーブの低い所と高い所で放射ノイズが出やすいと説明があり P.42 のグラフではインピーダンスカーブの低い所 P.66 のグラフではインピーダンスカーブの高い所が EMI レベルが高くなっていますが どの PCB パターンのときにインピーダンスカーブの高 低どちら側のノイズが出やすいということがあれば教えてください A.4 厳密には 波源の出力抵抗を Rs 基板共振時の極大抵抗値を RH 極小抵抗値を RL とすれば Rs< の場合は インピーダンスが極小で放射ノイズが極大 Rs> の場合は インピーダンス極小で放射ノイズが極大となります 従って 終端抵抗が 10KΩ のマイクロストリップラインでは RH=1760Ω RL=1Ω となりますので となり 波源出力抵抗が 42Ω 以下では インピーダンスが極小で放射ノイズが極大となります 電源 - グラウンドを模した平行平板では RH=200Ω,RL=0.1Ω になりますのでとなり 波源出力抵抗が 3.2Ω 以上では インピーダンスが極大の時に 放射ノイズが極大となります もう少し簡単に考えると 配線の特性インピーダンスより 波源抵抗が小さければ 入力インピーダンスが極小で放射ノイズが極大となり ( いわゆる配線の場合 ) 配線の特性インピーダンスより波源抵抗が大きい場合 ( 平行平板の場合 ) は入力インピーダンスが極大で放射ノイズが極大となると考えて良いかと思います ( ちょっと正確性に欠けますが ) 1 / 6 ページ

2 Q.5 P.50 の GND が大きくなったほうが 放射ノイズが大きいのは GND 面がアンテナとして良い特性になるのが理由ということはないですか? A.5 はい マイクロストリップラインと電源とグラウンドが向かい合った平行平板では 平行平板の方が放射効率は高くなります Q.6 P.52 について 両端の GND 面になぜ電流が発生するのかメカニズムが分かりません A.6 両端の余分なグランドと配線端の間にも 微小な容量がありますので この容量により両端のグラウンドに電流が流れると考えられます ヒュービングの電圧駆動モデルと同じ考えです Q.7 P.58~59 について 基板端に配線した場合 GND 裏面まで電流が流れるのはなぜですか? A.7 配線が基板端に位置しますと 基板端で磁界が円を描き 配線が中央にあった場合より大きな磁界が発生します この磁界は基板表面と裏面で同じ方向に電流を流すために 放射ノイズが大きくなったと考えられます Q.8 P.66 の 左上と右下 X=0 Y=0 で条件が同じのように見えますが 結果が違うのはなぜですか? A.8 P66 の基板は縦方向と横方向で大きさが違いますので X=0 の場合と Y=0 の場合で異なった周波数で共振が発生します 平行平板の場合 共振周波数はで計算できます ここで a b は平行平板の長さ m n は適当な整数 c は光速 εr は比誘電率になります この式からもの場合は 共振周波数が異なる事が分かります Q.9 Mom はどのように放射を計算していますか?( 基板の外側はどう計算しているか ) A.9 モーメント法は 導体を微小領域 ( パッチ ) に分割し そのパッチ間のインピーダンス行列を求めます インピーダンス行列が分かれば 電圧源や電流源を置くことにより 基板全体に流れる電流分布が分かります この電流分布から ある点や平面における近傍 遠方の電磁界を計算します 従って 基板の内部 外部の関係なしに電流分布から電磁界を後処理で計算します ( 実際は 電流分布からベクトルポテンシャルを求め ベクトルポテンシャルのローテションを計算すれば 磁界 もう一回ローテションを計算すれば 電界が計算できます ) Q.10 空間にメッシュを切る必要があるかどうかは何で決まっていますか? A.10 解析対象 電磁界シミュレータの計算方法によりますが FEM や FDTD で放射電磁界を計算する場合は 放射対 ( アンテナや基板 ) の外側にもメッシュが必要です モーメント法は 解析対象に対してメッシュを作成します FEM や FDTD で導波管を解析する際は 導波管の外側にメッシュは不要になります 導体で囲まれた内部のみが計算対象になるためです 2 / 6 ページ

3 Q.11 オススメのフリーシミュレーターがあれば教えてください A.11 Open FDTD や PCB-Mom Wire-Mom PGPlaneEX 等があります Open FDTD はフリー版の FDTD になります PCB-Mom は 2.5 次元のモーメント法シミュレータで電流分布 遠方電界の計算が可能です Wire-Mom はアンテナなどのワイヤ形状をシミュレーションするモーメント法シミュレータです PGPlaneEX は 電源 - グラウンドのモデラーで LTSpice と組合わせて電源 - グラウンドを含めた電磁界シミュレーションが可能です PGPleneEX PCB-Mom はトランジスタ技術 2015 年 3 月号 電源 /GND パターンの SPICE モデルがポン! PGPlaneEx に使い方の記事を執筆しましたので 参考にして下さい また フリーウエアの紹介は 無償で使えるシミュレータの紹介と実例 実装学会誌 Vol.21 No.5,2018 にも寄稿しましたので こちらも合わせて参照して下さい PCB-Mom : Wire-Momhttps : Open FDTD : PGPlaneEX : トランジスタ技術 2015 年 3 月号 実装学会誌 Vol.21 No.5,2018: Q.12 PRBS5 と PRBS31 の Eye 波形の違いについて 0 が長く ( または 1 が長く ) 続いた後の 1 は立ち上がりが遅くなる理由は何ですか? 私は 配線や負荷の L,C により周波数応答ではないかと考えているのはどうでしょうか? A.12 同一ビットが連続した後 1 ビットだけ異なるビットが発生した場合に 波形の鈍りが発生しやすくなります ご指摘の通り 周波数応答の可能性も考えられると思います Q.13 グランド面が大きいと放射ノイズの原因 となりますが それを防ぐために極端にグランド面を少なくしてしまうと 今度は 配線が基板端にあると放射ノイズの原因となる という状況になります グランド面の広さは おおよそどの程度が良いのでしょうか?( ケースバイケースでしょうか ) A.13 グランド面の大きさは 配線の長さ方向に大きいとノイズの問題が発生します 幅方向については 広い方が放射ノイズは減ります 幅方向のグランド面が狭いと 配線を流れる電流に対して 完全に対象な電流とは成りませんので 同相成分の電流が発生して放射ノイズが増加する傾向にあります Q.14 メッシュグランドだと差動信号 (LVDS) が GND の非対称性が原因でコモンノイズになり イミュニティにも弱くなったりとのことですが LVCMOS などで動かした場合でも メッシュグランドだと何かしらに不具合がありますか? A.14 Scd21 や Sdc21 ですが -5dB 程度になると大きな影響がありますが -20dB 以下であれば 殆ど影響はありません 従って 資料で示した メッシュグラウンドの差動線路ですが 実際のところは 放射ノイズに関しては 差がありません シングルエンドの CMOS の場合は 元々 不平衡な伝送ですので 特性インピーダンスや挿入損失に大きな影響を与えるメッシュ構造で無い限りは 問題ないと思います ( 波長に対して十分に小さいメッシュの開口部であれば 影響はないと考えられます 波長の 20 分の 1 以下 ) 3 / 6 ページ

4 Q.15 差動配線の S パラメータを測定する場合 両端に SMA コネクタを配置するのが一般的だと思いますが 基板設計時に注意することはありますか? SMA コネクタのパッド部はインピーダンス整合するように内層 GND を抜くなどの工夫はしています 他に注意点があれば教えてください ( シングルエンド部の配線など ) A.15 SMA コネクタ部の反射が少ない方が良いですが 校正を行い SMA 部の特性を取り除く処理を行うのであれば それほど 気にする必要はありません SMA 部を半田付けで使いますと 被測定物が実装された基板と校正用の基板の特性が異なり 校正誤差が大きくなりますので 半田付けしないタイプの SMA コネクタを推奨します また SMA 部や基板トレースの校正ですが 基本的に製造交差がゼロではありませんので 必ず誤差が含まれます 反射や損失が非常に低いものを測定する場合は この誤差が大きく影響します 特に反射損失を正確に測定するのは 難しいです Q.16 S パラメータにおいて 磁性体を使う場合はなぜ S21 と S12 に違いが出るのでしょうか? A.16 磁性体を使ったサーキュレータやアイソレータのみが S12 S21 となり このような回路はマイクロ波回路でのみ利用されるので あまり気にする必要ありません 因みに サーキュレータは ポートが 3 個あり ポート 1 の信号はポート 2 に透過しますが ポート 2 の信号はポート 1 へ透過せず ポート 3 へ透過します 同様にポート 3 の信号はポート 1 へ透過しますが ポート 2 へは透過しません このように信号は一方向への伝送となります アイソレータは ポート 3 を整合終端したサーキュレータですので ポート 1 からポート 2 のみ信号は透過しますが ポート 2 の信号はポート 1 へ透過できません ( 一方通行となります ) 磁性体を使った回路で S12 S21 となる理由ですが 小川さんの説明の通り 磁性体の透磁率がテンソル (3 3 の行列 ) になり その非対称項が 同じで無い事が原因だと考えられます Q.17 面電源の定義は何ですか?( 幅 または高さ何 mm 以上でしょうか ) A.17 配線幅が伝送する信号の半波長程度の場合は 面電源と考えて下さい 波長を 光速を 周波数を基板の実効比誘電率をとすれば 以下の式で計算できます 実効比誘電率はマイクロストリップラインで 3~3.3 ストリップラインでは 基板の比誘電率と同じになります 1GHz の半波長は 86.5mm 10GHz では 8.7mm となります 従って ノイズの上限周波数が 1GHz であれば 配線幅が 86.5mm の半分以下 つまり 40mm 程度あれば線電源と考えられ 86.5mm より太い場合は 面電源と考える必要があります ノイズの上限周波数が 10GHz では 配線幅が 8.7mm 以上で 面電源と考える必要があります 高さに関しても配線幅と全く同じように考えて下さい プリント基板の場合は 高さ ( 絶縁層厚 ) が問題になることは 無いと思います Q.18 電解コンデンサは IC 近傍に置くのが比較的困難ですが EMC 的にはケアしたほうが良いでしょうか? A.18 電解コンデンサは容量が大きいため 低い周波数で共振し それ以降は コイルとして振舞いますので IC 近くに実装しても放射ノイズ抑制の効果はありませんので 無理にIC 近辺に置く必要はないかと思います しかし 伝導性ノイズ試験で問題が発生した場合は 何かしら対策が必要かもしれません ( 電解コンデンサに問題があると分かっていればの話しですが ) 電解コンデンサに関するトラブル等を耳にした事がないので 残念ながら的確な回答が難しいです 4 / 6 ページ

5 Q.19 一般的に矩形波の場合は周波数の奇数倍のスペクトラムが立つと思うが 偶数倍のスペクトラムが立つ場合はどのようなことが考えられるか? A.19 貫通電流が電源 GND 間に流れることにより偶数倍波が発生する Q.20 偶数倍波のレベルが大きくなる原因としては何が考えられるのでしょうか? 例えば 貫通電流の供給が最短ループで行われていない ( パスコンの配置が適切でないなどの理由 ) と 偶数倍波が大きくなると考えればよいでしょうか? A.20 貫通電流は ロジック IC が H L L H の両方の状態で IC の電源からグラウンドを貫通するように流れる電流ですので 基本周波数の奇数 偶数倍の両方のスペクトラムを持っています また IC も非線形な特性により 6 倍や 8 倍高調波といった周波数でスペクトラムが大きく成る事があります これはパスコンや電源 - グラウンド設計に関わらず IC の特性に影響されますので 電源設計やパスコンの配置によりません Q.21 貫通電流は IC により決まると考えますが 偶数倍波を抑える方法などがありましたらお教えください A.21 貫通電流を基本的に減らすことは難しいと考えています 貫通電流は 電源側から流れ込みますので ローパスフィルタ ( 電源回路側がインダクタンス LSI 側がキャパシタ構成 ) で不要な高周波側をカット出来れば 減らせるかもしれません また LSI の貫通電流のスペクトラムがある程度分かれば 貫通電流によるスペクトラムが大きくなる周波数で 電源 - グラウンドが共振しないように パスコン等で対策を採ることが考えられます 貫通電流のスペクトラムが大きくなる周波数で 電源 - グラウンドが共振していますと 非常に大きな放射ノイズが発生しますので注意が必要です 基本的にパスコンだけでは 電源 - グラウンドの共振周波数位置が変わるだけですので 放射ノイズが減る帯域もあれば 増える帯域も出てきますので モグラたたきになるかもしれません ESR の大きなコンデンサを使って共振の Q を小さくするのも一つの案かと思います Q.22 電磁界シミュレータは ここ 5 年 10 年でどう変化したか? A.22 OS が 32 ビットから 64 ビットに変化したタイミングでメモリ制限がほぼ無くなりましたので これが一つの変化点になります 32 ビット時代は 一つのアプリケーションで利用できる メモリの上限が 2G バイトでしたが 64 ビットは 2^64=1.8e13G のメモリアドレスが割り振れますので ほぼ無限にメモリが利用できます (OS の 64 ビット化は 10 年以上前でしたね ) その次の変化点は マルチコア マルチプロセッサ メモリ価格の下落があげられます CPU もマルチコア化していますので デスクトップパソコンで数十台のプロセッサを利用できます 周波数領域で計算するツール (FEM や Mom) では 周波数毎に計算が必要ですが これらの計算は 独立していますので コア数に応じて 計算速度が上がります 厳密には メッシュを作るルーチンは 一つのプロセスになるので 単純にコア数に比例するわけではありませんが 200 点に周波数領域のデータを計算するのに シングルコアでは 200 回の計算が必要ですが 20 コアの PC であれば 各コアで 10 回計算すれば 200 個の周波数を計算できますので 計算時間は 5% になります ( ただし ソフトウェア側でつかえるコア数をオプション扱いとして制限していますので ソフトウェアのライセンスが必要なります ) また メモリが安価になったため 128G バイト程度あれば それ程 高価ではありませんので かなり規模の大きな問題も解けるようになりました 5 / 6 ページ

6 感覚的には 10 年前と比較して 10 倍位は計算速度が上がったと思います 次の変化点としては AI でにぎわっている GPU の登場です ただし GPU は FDTD のような時間領域計算でメモリと CPU とのデータやり取りが頻繁に行われるような計算方法でないと効果が薄いです FDTD に GPU を使った場合 通常のマルチコア (16 コア程度 ) よりされに 3 倍程度の早くなります ( ベンダーは 10 倍と言っていますが GPU の登場も 10 年以上前でしたね ) したがって FDTD 法で GPU を使った場合 最近の PC では 5 年位前のスパコン (PC クラスター ) と同じ位のスピード感があります ( 東工大の TSUBAME と比較した感触です TSUBAME は過去に半年間 利用しました ) したがって PC のハードが劇的に良くなっていますので 10 年前では解けないか 1 か月以上かかるようなモデルの計算も可能になっています 因みに PC は 100 万円前後の価格帯となります Q.23 電磁界シミュレータはどの方向に行くのでしょうか? A.23 実設計とより複雑で大規模な問題の両方に適用されると思います ただし 実設計となると 電子部品のモデルの準備やオペレーションの問題もありますので より複雑な問題の適用の方が多いかもしれません 10 年前と比べますと 劇的に計算速度が上がっていますので 設計現場で活用される事は 多くなると思います 電磁界シミュレータには 配線長や配線幅をパラメータとして 最適化するアルゴリズムが組み込まれていますので 詳細設計は電磁界シミュレータにお任せという時代も来るかもしれません Q.24 あと 何倍パフォーマンスが上がれば 世界がどう変るのか? A.24 どのような対象を計算するかによりますが 後 二桁くらい計算速度があがれば コネクタ程度であれば 詳細な設計を電磁界シミュレータに任せる事もできるかもしれません (1 日で最適なコネクタの形状が分かる ) どこのツールも計算時間を短く見せるために デフォルトのメッシュは 大分粗いので 細かくする設定が必要ですが 十分細かくしても問題はありません (10 年前は 細かいメッシュでは計算出来ない事が多かったので 形状を弄ってメッシュ数を少なくする工夫が必要でした ) ここ 10 年から 15 年で PC もだいぶ高性能になっていますし 電磁界シミュレータ側も使い易くなっています それこを 20 年位前は CAD データを電磁界シミュレータに読み込むと エラーが発生して元データを修正することが良くあったのですが 最近はデータ修正することは殆どありません (20 年前は 電磁界シミュレーションする事も大変でしたので エラーが発生しないでシミュレータが動作すると それで満足して 終わりでした ) 私自身は 大規模なものや 複雑なものはシミュレーションしていませんが シンプルなモデルは それこそ 10 分とか 20 分程度で計算できますので いろいろ検証するのに役立っています 6 / 6 ページ