244 表面技術 電磁波シールド 電波吸収体の最新技術動向 山本 孝 a a 防衛大学校通信工学科 ( 神奈川県横須賀市走水 ) Recent Trends in Electromagnetic Wave Shield and Microwave Absorber M

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1 電磁波シールド電波吸収体の最新技術動向 山本 孝 a a 防衛大学校通信工学科 ( 39 神奈川県横須賀市走水 1 1 ) Recent Tens Electomagnetic Wave Shiel an Micowave Absobe Mateial Takashi YAMAMOTO a a Depatment of ommunications Engeeg, National Defense Acaemy, Japan (1-1-, Hashiimizu, Yokosuka-shi, Kanagawa 39-) Keywos : Micowave Absobe, Electomagnetic Wave Shiel, omposite, Dielectic, Magnetic 1. 緒言 電波吸収体および, 電波抑制体 ( 電磁波シールド ) は今まで TV ゴースト (~ MHz) や船舶レーダーの橋体による偽像 (7 MHz ~ GHz) などに対する電磁波障害対策に主とし て用いられてきた, しかし, 近年, 情報通信分野におい て技術革新が急速に進み, 無線 LAN( ~ GHz), 携帯電 話 ( MHz ~ GHz),blue tooth(. GHz), 電力線通信 (~ GHz), 実用化した ET(Electonic Toll ollection, 自動料 金支払いシステム,5. GHz), や, 自動改札システム (13.5 MHz), ITS(Intelligent Tanspot Systems, 高度道路交通システム,~ 7 GHz) のような今まで使用されていなかった高周波帯域の 電磁波が利用され始めている それらにともない, 高周波領域における電磁波環境が悪化し電子機器の誤動作や情報漏洩などに対する電磁波障害対策が新たに求められている TV 用電波吸収体から近々の ET 用電波吸収体, 自動改札システムまで使用される周波数, 電波種にしたがって電波吸収体材料および電波吸収構造が変化している その目的を達成するための電波吸収体電波抑制体設計法作成例を中心に述べる. 単層型電波吸収体の設計と作成例 ( 誘電体, 磁性体, 誘電体 / 磁性体複合体を中心として ) 図 1 に示す構成の同軸導波管内に TEM 波 ( 電磁界が進行方向の成分を持たず, かつ両者が直角に交わっているような電磁界 ) を入射し, 同軸導波管内に特性インピーダンスZ, 伝播定数 γ, 試料長さ の試料が充填されている場合, 図 1 に示す測定校正面を基準面とした 開口素子の等価分布定数 回路で表わせる 測定基準面を基準面 1 および基準面 とし, 任意の位置で測定した反射係数 S, および透過係数 S 1は式 (1), および式 () で与えられる 式 (1), および式 () で与えられる反射係数 S, および透過係数 S 1は, 伝送線路理論より電波吸吸体の特性インピーダ ンスZ および, 伝搬定数 γ を用いると式 (3), および式 () で 書き表すことができる S S = ( 1 )( 1 exp( γ ) ) ( 1+ ) ( 1 ) exp( γ ) = exp ( γ ) 1 ( 1+ ) ( 1 ) exp( γ ) (3) () 故に, 電波吸収体の特性インピーダンスZ, および伝搬定数 γ は, 反射係数 S および透過係数 S 1を用いて式 (5) および式 () で表せる TEM wave Oute conucto Sample Inne conucto Zc, γ S S 1 S S φ = (1) e j 1 S S φ φ () e j ( 1+ ) 1 = 1 図 1 同軸導波管法の概念図 と等価回路

2 Vol., 5, = ± 5 電磁波シールド電波吸収体の最新技術動向 (1 S + S ) S (1 S ) S tanh γ = L + L tanh γ, ޓޓ Re Z 5 {( = tanh γ 1 } ) 13 1 S + S 1 S S γ = log n π + S 1 ここで n は整数である 以上より得られた電波吸収体の特性インピーダンス およ 1 S = Γ = ޓ log S 1 び伝搬定数γ を式 7 および式 に代入することより 電 ここで 電波が斜め方向から入射する場合 自由空間で使用 する電波吸収体の場合 その入射角を θ i とすると TE 波 電 波吸収体 磁性体 誘電体 磁性誘電複合体 の複素比誘電 率 ε ( = ε j ε ) および複素比透磁率 µ = (µ jµ )を求めるこ 界直線偏波の軸が地球表面に対して垂直になっている時 TE 波 の規格化特性インピーダンス TE および TM 波 磁界直 とができる まずは 目的とする周波数帯での電波吸収体材 料の複素比誘電率 ε ( = ε j ε )と複素比透磁率 µ = (µ jµ )の 線偏波の軸が地球表面に対して垂直になっている時 TM 波 の特性インピーダンス TM は 17 式 および 1 式で与え 測定が第一歩である られる µ = µ jµ = j ε =ε jε = j λ γ 7 π TE = λ γ π は 図 に示す単層型電波吸収体の等価分布定数回路を用い る と 試 料 の 特 性 イ ン ピ ー ダ ン ス 伝 播 定 数γ は 試 料 の 与えられ 同じく TEM 波 TE 波 および TM 波の反射減 ε ( = ε j ε ) および µ = (µ jµ )を用いて式 9 で与えられる µ π ޓޓޓ γ = j µ ε 9 = ε λ ここで 電波が斜め方向から入射する場合 ET 用電波吸 収体では電波の入射角度が その入射角を θ i とす 衰量Γ は式 で与えられる 1 TEM波の場合 S = + 1 TE Z / cosθi TE S = TE TE波の場合 + Z / cosθ TM波の場合 ると 空間では一般的に偏波が中心で TE 波の特性インピー ダンス TE および TM 波の特性インピーダンス TM は 1 STM = 19 i TM Z / cosθi TM + Z / cosθ i 式 および 式で与えられる Z µ TE = 1 µ ε s θ i Z µ ε s θ i TM = ε TEM波の場合 Γ = log S TE波の場合 TM波の場合 また 電波吸収体の伝搬定数γ は TE 波 TM 波ともに式 1 で与えられる i 波と位相がπ/ 進んだ TM 波の合成波 レーダーで用いられ π µ ε s θ i 1 λ 試料の規格化入力インピーダンス は式 13 で与えられる る波 である この場合 TE 波および TM 波の各偏波に対 する反射係数をそれぞれS および S すると各直線偏波に対 e 終端が短絡の時の は理想的には零であるので式 1 とな る 反射係数 S と の関係は式 15 で与えられ 反射減衰 o する反射係数は式 1 および 式 で示すようにベクトル 合成として与えられる S TE = S e + S o 1 量Γ は式 1 で与えられる S TM = S e S o したがって 各偏波に対する反射係数 上記 19 式 が得られ S Z eflect wave θi Z / cosθi ΓTE = log Z + Z / cosθi Z / cosθi ΓTM = log Z + Z / cosθ さらに ET 応用の場合 用いられる電波は円偏波 TE γ = j θi Z Z れば 位相成分を考慮したベクトル平均として 円偏波に対 e o する同相成分反射係数S および 逆相成分反射係数S はそれ γ ぞれ式 3 および 式 で与えられる S TE + S TM S e = 3 S TE S TM S o = ZL absobe mateial (μ,ε ) entance face cient wave 図 π tanh j ε µ sθ 17 λ ε µ s θ Z π TM = ε µ s θ tanh j ε µ s θ 1 ε λ TEM 波 TE 波 TM 波の反射係数S と の関係は式 19 で 次に 電波吸収体に終端負荷が接続された時の反射減衰量 µ Z 以 上 記 述 し た よ う に 電 波 吸 収 材 料 の 複 素 誘 電 率 ε ( = ε j ε )および複素透磁率 µ = (µ jµ )の周波数特性を測 単層型電波吸収体の等価分布定数回路 3

3 総 説 の実数部 以下 µ と記す は 試料記号 Fe 7 wt の場合 µ GHz で Fe 9 wt の場合 µ. で Fe 添加量が 定すれば 反射減衰量特性 TEM 波 TE 波 TM 波 円偏波 およびそれぞれの斜入射角度依存性 が予測できる 増大すると µ は増大した 図 3 の透磁率の虚数部 以下 µ と 記 す は Fe 添 加 量 が 増 大 す る と Fe 7 wt の 場 合 µ 一例として前節で述べた測定理論 以下 S- パラメータ法 をもとに 外導体の内径が 7. mm 内導体の外径が 3. mm の同軸導波管 以下 同軸導波管 7D と記す を試料固定.97 1 GHz で Fe 9 wt の 場 合 µ.3 1 GHz を 示 し増大した 以上より ε ε µ そして µ の周波数特性は ホルダーとして 磁性体材料の Fe 粉 7 wt 試料記号 Fe 7 wt から 9 wt 試料記号 Fe 9 wt% まで重量混合比 wt% を変えた試料の 複素比誘電率 ε ( = ε j ε ) および ε は Fe 表面の Fe3O 皮膜とゴムの合成ε 特性 ε は Fe3O 皮 複素比透磁率 µ = (µ jµ ) の周波数特性 1 GHz を求め 膜のε 特性 µ と µ は Fe の µ と µ 特性である 同じ傾向が Fe の代わりに Ni を用いた場合の Ni 粉EDM ゴムのε 特性 た 式 1 式使用 図 3 に EDM ゴムに対する Fe 重量 混合比 wt% 変化による複素比誘電率 ε ( = ε j ε ) および および Fe と TiO を用いた FeTiO 誘電体 EDM ゴム にも見られた 上記の ε ( = ε j ε ) µ = (µ jµ )の周波数特 複素比透磁率 µ = (µ jµ )の周波数依存性を示す 図 3 a に 示すように まず第一に 誘電率の実数部 以下ε と記す は 性は図 に示される反射減衰量Γ の周波数依存性に反映さ れる 図 に磁性体材料 試料記号 Fe 7 wt% Fe 5 wt% Fe 9 wt% の Fe 重量混合比 wt% を変えた試料の測定したε 複合化するゴムの種類によって 今回は Fe と EDM ゴムの ε の混合則に従って増大する また Fe 粉は 酸化を防ぐた ε µ そして µ の値を用いて 電波吸収体の終端負荷が短絡 めに表面にナノメートル厚みのマグネタイト Fe3O 皮膜が と仮定した時の反射減衰量 S-shot の計算値 式 1 を使 被 覆 し て あ り そ の 誘 電 率 は 大 き い 試 料 記 号 Fe 7 wt の ε.5 1 GHz か ら Fe 9 wt の ε 1. 用 を示す 計算時の試料の厚みは各々 1. mm 1. mm で 個 々 最 大 の 減 衰 量 が 得 ら れ る 周 波 数 厚 み で あ る Fe 1 GHz で Fe 粉と EDM ゴムの複合化が急速に進んでいる 9 wt% の場合のみ試料厚みは. mm で計算した 最大反射 図 3 b に示すように 試料記号 Fe 7 wt の誘電率の虚 数 部 以 下 ε と 記 す か ら Fe 9 wt% の ε は 1 GHz 減衰量は Fe 重量混合比変化により Fe の混合率が多くなる と整合周波数 以下 fs と記す 最大減衰量が与えられる周 波数 は Fe 7 wt% で fs 1 GHz から Fe 9 wt% で fs 加する傾向を示した 一方 図 3 c に示すように 透磁率 は TEM 波 電波の入射角度を 度と想定した場合である 3.3 GHz と低周波数側に移動した 以上の測定計算結果 Fe9wt% 1 1 Fe7wt% Fequency [GHz] 1 1 emittivity imagay pat ε pemittivity eal pat ε' 1 GHz 全体的には何れも小さい値を示した 一方 試料記 号 Fe 9 wt% の場合は複合化すると高周波数側で ε が増 Fe9wt% - Fe7wt% Fequency [GHz] emeability imagay pat μ pemeability eal pat μ Fe9wt% Fe7wt% Fequency [GHz] Fe9wt% 1 Fe7wt% Fequency [GHz] (c) 図3 1 1 () 複素比誘電率 ε ( = ε j ε )および 複素比透磁率 µ = (µ jµ )の周波数特性 1 1

4 Vol., 5, 電磁波シールド電波吸収体の最新技術動向 7 さらに上記の結果を用いて, 式 (1)~ 式 () を用いて TE 波, TM 波, 円偏波を用いた時の反射減衰量 Γ の斜入射特性ま で予測できる ET 用の電波吸収体に適用するために,Fe を EDM ゴムに wt% 添加し, 試料厚みを.5 mm と予測 した Fe EDM ゴムの円偏波射入射測定結果を図 5 に示す 入射角度 = 15 で整合周波数 = 5.73 GHz, その周波数で最大 反射減衰量 =- 17. B, 入射角度 = 3 で整合周波数 =. GHz, その周波数で最大反射減衰量 =- 19. B, 入射 角度 = 5 で整合周波数 = 5. GHz, その周波数で最大反射 減衰量 =- 1. B が得られ設計値とほぼ一致した 3. 多層型電波吸収体の設計と作成例 ( 無線 LAN 用電波吸収体を中心として ) 無線 LAN 用 ( 中心周波数 =.5 GHz と 5. GHz で - B 以上の反射減衰量 ) 電波吸収体は前述の方法では設計できな い 透明電波吸収体 ( 透明電極パターン / 透明アクリル板 / 透 明裏面電極構造 ) に見られるように積極的に周期的金属パ ターンを用いた新規電波吸収体設計法が必要である 図 に抵抗被膜と金属パターンを用いた 層型 λ/ 型電波吸収体 を示す 層型 λ/ 型電波吸収体は, 金属板の前面から 層 の無損失誘電体 ( 距離, ) の間に金属パターンシート () を挟んで, 前面に抵抗被膜を置いた構造である FSS 機能 ( つの周波数で減衰量が必要 ) を持たせるために用いた金属パ ターンは, 無視できる厚さの無損失誘電体の表面に正方形の金属 ( 反射体 ) を一定の距離に並べたパターン構造をしている 図 に抵抗被膜と金属パターンを用いた 層型 λ/ 型電波吸収体の伝送線路等価回路を示す 自由空間に厚さの無視できる抵抗被膜 (R) と金属パターンシート () が並列に無損失誘電体 (Z u,z u ) に挟まれている場合, 伝送線路等価回路では, 金属板の前面の =λ/( 誘電物質 (Z u )+ 金属パターンシート ()+ 誘電物質 1(Z u )) の距離の間隔で抵抗被膜によるインピーダンス R が並列に接続されていると考えることができる まず,3-3' 端 ( 金属パターンシートの僅か右側 ) から右の終端側を見込んだインピーダンスZ は, 無損失誘電物質 1 の特性インピーダンス Z u が受端にZ L = の負荷を終端から距離 の位置で接続されているとすれば式 (5) で与 えられる, Z = Z tanh γ (5) u1 1 次に,-' 端 ( 金属パターンシートの僅か左側 ) から右の終端 側を見込んだインピーダンスZ は金属パターンシート () と式 (5) で与えたZ の並列接続と考えることができ式 () で与えられる Z = () + 同様に,1-1' 端 ( 抵抗被膜の僅か右側 ) から右の終端側を見込 んだインピーダンスZ L は, 式 () で与えたZ と無損失誘電物質 Z u の直列接続と考えられるので式 (7) で与えられる Reflection loss (B) Fe9wt% Fe7wt% Fequency [GHz] 図 試料記号 =(Fe 7 wt%,fe 5 wt%,fe 9 wt%) の反射減衰量 (S -shot)- 周波数特性 Reflection loss (B) InAn=5eg. InAn=15eg. InAn=3eg Fequency [GHz] Dielectic mateial without loss Electomagnetic wave Resistance film (R=377Ω) S Z ' R 1 1' Z Metallic patten sheet Zu Zu ' ZL ' Dielectic mateial 1 without loss 1 Space( =λ/) 3 3' Zp 1 Zu1 Zu1 Zp ' ZL= Metallic plane (eflecto) 図 5 Fe = wt% 添加, 試料厚み =.5 mm の Fe EDM ゴムの円偏波射入射測定結果 5 図 抵抗被膜と金属パターンを用いた 層型 λ/ 型電波吸収体 と等価回路

5 総 説 = + tanh γ u ZL Zu Z u + Z tanh γ (7) さらに, 抵抗被膜を用いた -' 端 ( 抵抗被膜の僅か左側 ) から 右の終端側を見込んだインピーダンスZ は 節で述べた単層型と同様に式 () で与えられる ZR L = () + R L 一方, 式 () で与えたように -' 端から見込んだインピーダ ンスZ と反射係数 S との関係は式 (9) で与えられ, 更に反射減衰量 Γ は式 (3) で与えられる Z S = (9) + Z Γ = log S (3) 金属パターンは色々な形状を取るために, 一様に解析的手法を用いることができない したがって, 解析は EEM-FDM( 時間領域差分法 (FDTD) と周波数領域差分法 (FDFD)) シミュレーション法を用いた EEM-FDM シミュレーションの入力変数を表 1に示す 表に示す変数を可変しながら, 無線 LAN 用の抵抗被膜と金属パターンを用いた 層型 λ/ 型電波吸収体の反射減衰量および, 周波数選択性の FSS として中心周波数.5 GHz と 5. GHz 両方の中心周波数の変化を検討した ただし, 変更を行う入力変数のパラメータ以外は基準値を入力値とした 図 7に一例としてEEM-FDM シミュレーションによる抵抗被膜と金属パターンを用いた 層型 λ/ 電波吸収体の金属パターンシートの電波吸収特性に及ぼす金属パターンの面積依存性を示す ただし, 図中の記号 7 は,S( 金属パターンの面積 )=7 mm 7 mm である 金属パターンの面積を S=7 mm 7 mm~s=33 mm 33 mm まで mm mm 間隔で増加させると, 反射減衰量 Γ は, 中心周波数 5. GHz の高周波数側は - B 前後で一定値を示し, 中心周波数.5 GHz の低周波数側は S=7 mm 7 mmの-. B から S=33 mm 33 mm の-1. B まで途々に減少した 中心周波数は, 高周波数側は S=7 mm 7 mm の 5. GHz から S =33 mm 33 mm の 5. GHz まで. GHz 低周波数側に移動し変化量が小さい 一方, 低周波数側は,S=7 mm 7 mm の.7 GHz~S=33 mm 33 mmの. GHzまで.7 GHz 低周波数側大きく移動した 無線 LAN 用の電波吸収体として金属パターンの面積は S=31 mm 31 mm が (.5 GHz で-. B,5. GHz で-1. B) 最適であった 同様に,EEM-FDM シミュレーションを用いλ/ 型無線 LAN 用電波吸収体の各パラメータを最適化し1 抵抗皮膜の抵抗値を 15 Ω( シミュレーションの抵抗値は体積抵抗値 ), 無損質誘電体 1, の紙発泡体 ( 誘電率 1.5 として ) の厚さを =1.5 mm, =3. mm, および, 3 金属パターンシートのパターン寸法 S=31 mm 31 mm, 金属パターンと間の間隔を t= mm と設計した 図 に上記設計値を用いて作製した 層 λ/ 型電波吸収体の電波吸収特性を示す.5 GHz と 5. GHz の両方の中心周波数で反射 Reflection loss [B] Fequency [GHz] 図 7 金属パターンシートの電波吸収特性に及ぼす寸法依存性 Reflection loss [B] GHz : -.3 B ouble peak 5. GHz : B Fequency [GHz] 図.5 GHz と 5. GHz の両方の中心周波数で反射減衰量の最大値を持つ無線 LAN 用電波吸収体実測例 表 1 EEM-FDM シミュレーションの入力変数 抵抗被膜の表面抵抗値依存性として, 1 抵抗被膜の表面抵抗値を空気の R = 377 Ωを基準として,R = Ω~ 5 Ωまで変更 無損失誘電体の厚さ依存性として, 抵抗被膜 (R) と金属パターンシート () の間の距離を =. mm を基準として, = 9. mm ~ 13 mm まで 1. mm 間隔で可変 3 金属パターンシート () と金属板の Z の間の距離を = 5 mm を基準として, = 3. mm ~ 7. mm の 1. mm 間隔で可変 金属パターンシート () の寸法依存性として, 金属パターンの面積を S = 31 mm 31 mm を基準として,S = 7 mm 7 mm ~ 33 mm 33 mm まで可変 5 金属パターンと金属パターンの間隔 t を t = mm を基準として,t = mm ~ 1 mm まで可変 同じく, 無損失誘電物質の比誘電率依存性として 誘電体の比誘電率の実数部 ε = 1.5 を基準として, ε = 1. ~. まで可変 7 誘電体の比誘電率の虚数部 ε =. を基準として, ε =.1 ~. まで可変

6 Vol., 5, 電磁波シールド電波吸収体の最新技術動向 9 減衰量の最大値を持つ無線 LAN 用電波吸収体が,FSS 機能 を有する中心周波数 =.5 GHz と 5. GHz で反射減衰量 = - B 以下の値を示し, 無線 LAN 用電波吸収体の必要条 件を満足した電波吸収体が試作できた. 薄膜電波吸収体の設計と作成例 ( 電波波吸収シ - トを中心として ) 近年の携帯電話の爆発的な普及や, 電子機器の高周波化などにともない, 電磁波 所謂電磁ノイズ による電子機器の誤動作などの問題が生じている 電磁ノイズは, 電子回路に流れる不要な電気信号が発生源であり, 電磁ノイズによって誤動作を受ける電子機器はノイズ源の極近傍にある, 所謂 近傍電磁界による 電磁波吸収体策が必要である 一方, 上記 ストリップライン S 抑制シ - ト ネットワ - クアナライザ - S1 基板 グランド面 図 9 マイクロストリップライン法による電磁波吸収シート測定概念図 ~ 3 で述べた電波吸収体設計は所謂 遠方界による 電磁波吸収体策であり設計法は異なっている 電磁波吸収シートの評価法として 年 5 月に国際規格 (IE333-1,-) が制定され IE333 規格が決められた この IE 評価法は,1 内部減結合率, 相互減結合率,3 伝送減衰率, 輻射抑制率からなり, 近傍界の電磁波吸収シートに適した方法は,3 伝送減衰率測定法である 図 9に示すマイクロストリップライン伝送線路上の伝導ノイズが, 電磁波吸収シートを乗せることでどのくらい減衰するかを測定する方法で, ストリップラインの校正後の電波吸収シートを載せた場合の反射波 S を, 透過波 S をとすれば, 伝送減衰率 R tp は式 (31) 式で与えられる 測定周波数範囲はストリップラインにより異なるが, 本報告の場合の測定周波数は MHz ~ 5 GHz である R S1 /1 1 = 1 log (31) 1 1 tp S /1 図 1 にセンダスト電磁波吸収シート ( 試料厚み=. mm) をストリップライン上に装着した場合の S と S の測定値, 式 (31) で求めた R tp 計算値を示す 図中の鎖線はいずれも基準の S と S ( 試料を装着しない場合 ) である ただし, 試料の長さ ( 今回は mm), 試料にかける荷重 ( 今回は 5 g) で測定値は変わる 電磁波吸収シートの装着で, 反射波 S は増大し, 透過波 S は減少し, 結果として伝送減衰率 R tp は周波数が増大するに従って急増し,1 GHz 近傍以上の周波数帯で良好な電磁波ノイズ抑制効果を示した Tansmittion loss [B] SNDS RF5S Fequency [GHz] Tansmittion loss [B] Fequency [GHz] SNDS1 RF5S1 S S 1 7 Rtp-SNDS-S1 Rtp[B] Fequency [GHz] (c) R tp 図 1 センダスト電磁波吸収シート ( 試料厚み =. mm) をストリップライン上に装着した場合の S,S および R tp (c) 7

7 5 総 説 5. まとめ以上, 我々が取り扱ってきた遠方界応用の ET 用電波吸収体から近傍界応用の電波抑制体までの設計原理と実例を中心に述べた この外にも ET 用電波吸収体はカーボンゴム系, フェライトゴム系が実用化されており, 設計原理は本報告に述べた通りである また, 電波抑制体は, 携帯電話のセキュリティー対策として同じく実用化されている (Receive Febuay, ) 文献 ₁ ) 内藤喜之, 末武国弘, 藤原英二, 佐藤正明 ; 信学論 B, J 5-B,(1), (199). ₂ ) 小塚洋可 ; 応用磁気学会誌, 1, 59(1997). ₃ )Y. J. An, T. Yamamoto, S. Uea, T. Deguchi ; Japanese Jounal of Applie hysics, 3, 759(). ₄ )M. Saito, T. Yamamoto, T. Sakamoto, H. Nioi, M. ho, M. Kobayashi ; Feoelectics, 3, 9(). ₅ )A. M. Nicolson, G. F. Ross ; IEEE. Tans. Instum. Meas, IM-19,(), 377(197). ₆ )J. Bake, E. J. Vanzua, W. A. Kissick ; IEEE. Tans. Micowave Theoy Tech, 3, 19(199). ₇ ) 橋本修 ; 高周波領域における材料定数測定法 ( 森北出版, 3). ₈ ) 安英準, 西田謙, 山本孝, 植田俊吉, 出口剛 ; 粉体および粉末冶金,, 19(9). ₉ )N. Yamaoka, T. Matsui ; Ga Bounay henomena Electonic eamics Vol. 1, p. 3(Ame. eam. Soc. Inc, 19). 1) 近藤明日香, 松本好太, 橋本修, 中里寿考 ; 電子情報通信学会誌, -, 1(5). ) 江原英利, 橋本修 ; 電子情報通信学会誌, J3-B, 7().